王志平，謝運(yùn)祥，楊 坤，羅 敏

（1.華南理工大學(xué) 電力學(xué)院，廣東 廣州 510641；2.廣東省自動(dòng)化研究所，廣東 廣州 510070；3.中國(guó)科學(xué)院 云計(jì)算產(chǎn)業(yè)技術(shù)創(chuàng)新與育成中心，廣東 東莞 523808；4.廣東電網(wǎng)公司 電力科學(xué)研究院，廣東 廣州 510600）

0 引言

矩陣整流器是一種由三相-三相矩陣變換器演化而來(lái)的降壓型三相AC-DC變換器，具有矩陣變換器的能量雙向流動(dòng)、正弦輸入電流、高功率因數(shù)、不需要直流儲(chǔ)能元件、體積小等優(yōu)點(diǎn)[1-3]。矩陣整流器可以單獨(dú)應(yīng)用于大功率直流電源用于直流傳動(dòng)領(lǐng)域，也可以作為間接矩陣整流器用于風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)[4]。

在三相輸入電壓平衡的條件下，矩陣變換器的控制策略主要有直接變換法、間接變換法和滯環(huán)電流跟蹤法等，但是實(shí)際電網(wǎng)電壓常常會(huì)出現(xiàn)不平衡狀態(tài)，上述部分算法的約束條件受到破壞，導(dǎo)致輸出直流電壓出現(xiàn)高次諧波電壓[5-8]，因此需要進(jìn)行相應(yīng)改進(jìn)。針對(duì)三相輸入電壓不平衡和瞬時(shí)跌落情況，很多文獻(xiàn)做了大量的研究并提出降低矩陣變換器輸出諧波的方法。文獻(xiàn)[9]提出了一種適用于三相輸入電壓不平衡條件下的基于扇區(qū)可變和瞬時(shí)值計(jì)算的通用電流空間矢量調(diào)制（SVM）算法。文獻(xiàn)[10]提出一種新的非正常輸入電壓表示方法及抗擾分量概念，通過(guò)在整流調(diào)制矢量中引入抗擾分量來(lái)提高雙級(jí)矩陣變換器的輸出波形質(zhì)量。文獻(xiàn)[11]針對(duì)矩陣整流器在輸入電源畸變的情況，提出一種滑模變結(jié)構(gòu)控制策略，對(duì)網(wǎng)側(cè)和負(fù)載側(cè)干擾表現(xiàn)出較強(qiáng)的不敏感性和魯棒性。

目前針對(duì)三相輸入電壓不平衡或跌落情況所采用的控制策略主要集中在反饋控制，但有些情況不可能或不容易獲得直流輸出電壓值形成反饋（如矩陣變換器采用間接傳遞函數(shù)法，其中的虛擬整流就不能檢測(cè)其直流輸出電壓；雙級(jí)矩陣變換器的整流級(jí)只需要保證輸出直流電壓基本穩(wěn)定提供逆變級(jí)即可），就不能或不需要采用上述方法。文獻(xiàn)[12-13]針對(duì)電網(wǎng)電壓三相不平衡和瞬時(shí)跌落2種情況，提出一種前饋補(bǔ)償策略，通過(guò)計(jì)算實(shí)測(cè)輸入三相電壓的模與給定值進(jìn)行比較，動(dòng)態(tài)調(diào)整調(diào)制系數(shù)保證輸出電壓穩(wěn)定。文獻(xiàn)[14-15]提出基于正弦脈寬調(diào)制（SPWM）的前饋補(bǔ)償方案，通過(guò)檢測(cè)線電壓包絡(luò)，對(duì)三角波載波進(jìn)行預(yù)調(diào)制，在SPWM輸出脈沖的寬度上給予補(bǔ)償。

在對(duì)上述文獻(xiàn)研究的基礎(chǔ)上，文章提出一種采用前饋模糊補(bǔ)償方法，它利用輸入電壓實(shí)測(cè)值的模與正常情況下三相輸入電壓的模進(jìn)行比較得到偏差及偏差變化率，通過(guò)模糊控制得到調(diào)制系數(shù)的增量，使開(kāi)關(guān)狀態(tài)的占空比能根據(jù)輸入電壓的畸變情況及時(shí)得到調(diào)整，減少非正常工況對(duì)直流輸出電壓的影響。最后通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證該方法的可行性和有效性。

1 矩陣整流器電流空間矢量調(diào)制

三相AC-DC矩陣整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。其中，ua、ub和 uc為矩陣整流器輸入電壓；uo為輸出直流電壓。

在輸入電壓正相序時(shí)，滿(mǎn)足輸出線路不開(kāi)路和輸入相間不短路的安全換流條件下，矩陣整流器有9種開(kāi)關(guān)狀態(tài)，對(duì)應(yīng)6個(gè)有效矢量I1—I6和3個(gè)零矢量I7—I9，其輸入電流矢量如圖2所示。圖中，電流空間矢量旁的括號(hào)表示開(kāi)關(guān)狀態(tài)，如I1（ac），開(kāi)關(guān)狀態(tài)“ac”表示輸出正端P與輸入a相聯(lián)接，輸出負(fù)端N與輸入c相聯(lián)接。

圖1 矩陣整流器拓?fù)鋱DFig.1 Topology of matrix rectifier

圖2 輸入相電流空間矢量圖Fig.2 Space vector diagram of input current

矩陣整流器輸入電流空間目標(biāo)矢量Iref由輸入電流矢量合成，在復(fù)平面內(nèi)以輸入電壓的頻率逆時(shí)針勻速轉(zhuǎn)動(dòng)。其在不同扇區(qū)內(nèi)由相鄰的2個(gè)矢量合成。假設(shè)在某一時(shí)刻需要合成電流矢量Iref，它由Iα和Iβ合成，其中 Iref與 Iα的夾角為 θ，且 θ?[0°，60°]，如圖3所示。波形合成公式為：

圖3 目標(biāo)電流矢量的合成Fig.3 Synthesis of target input current vector

由伏秒平衡原理和三角形邊長(zhǎng)計(jì)算公式可知：

由式（1）和式（2）聯(lián)立，可得：

式（1）—（5）中，Ts、Tα（θ）、Tβ（θ）和 T0（θ）分別為一個(gè)PWM調(diào)節(jié)周期的時(shí)間、Iα在一個(gè)PWM周期內(nèi)的作用時(shí)間、Iβ在一個(gè)PWM周期內(nèi)的作用時(shí)間和零矢量的作用時(shí)間；dα（θ）、dβ（θ）和 d0（θ）分別為 Iα、Iβ和I0矢量在一個(gè)PWM周期內(nèi)的占空比；m為調(diào)制系數(shù)。

文獻(xiàn)[16]指出在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)輸出直流電壓的平均值為：

其中，Uim為輸入相電壓的幅值；φi為輸入電流相對(duì)輸入電壓的相位差。

2 三相輸入電壓非正常工況分析

矩陣整流器的輸入電壓非正常工況主要包括：輸入三相電壓不平衡、輸入電壓幅值瞬時(shí)跌落、輸入電壓波形非正弦和輸入電壓瞬時(shí)斷電[16]。本文主要針對(duì)輸入三相電壓不平衡和瞬時(shí)跌落進(jìn)行分析。

2.1 三相輸入電壓不平衡

三相輸入電壓不平衡是指矩陣整流器輸入側(cè)三相電網(wǎng)電壓的幅值不相等。根據(jù)對(duì)稱(chēng)分量法原理，三相輸入電壓不平衡可以分解為正序分量UP和負(fù)序分量UN之和：

其中，ωi為輸入電壓的角速度；Upm和α分別為正序分量UP的幅值和電流與電壓的相位差；Unm和β分別為負(fù)序分量UN的幅值和電流與電壓的相位差。

文獻(xiàn)[10]對(duì)TSMC整流級(jí)的空間矢量調(diào)制進(jìn)行分析，推導(dǎo)出三相AC-DC矩陣整流器的整流調(diào)制變換矩陣為：

其中，φi為輸入電流相對(duì)輸入電壓的相位差；m為調(diào)制系數(shù)。將式（7）和式（8）代入式（6）得：

由式（9）可知，當(dāng)輸入三相電壓不平衡時(shí)，矩陣整流器輸出的電壓除了有期望的直流輸出電壓外，還有一個(gè)2倍于輸入電壓頻率的紋波。

2.2 三相輸入電壓跌落

電壓跌落也稱(chēng)電壓暫降、電壓驟降或電壓凹陷，是指供電電壓在短時(shí)間突然下降又回升恢復(fù)的現(xiàn)象，其持續(xù)時(shí)間大多為周期至數(shù)秒。設(shè)電網(wǎng)電壓跌落時(shí)，每相幅值均降低到正常值乘以k（0≤k≤1），則三相輸入電壓可表示為：

根據(jù)式（6）可知一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)輸出電壓的平均值為：

從式（11）可知，當(dāng)輸入側(cè)電壓幅值跌落時(shí)，矩陣整流器輸出電壓幅值也同比例下降。相應(yīng)地，在負(fù)載不變的情況下，矩陣變換器輸出電流的幅值也會(huì)隨之跌落。

3 矩陣整流器前饋模糊補(bǔ)償控制策略

3.1 前饋補(bǔ)償原理

根據(jù)式（6）以及第2節(jié)分析，在輸入三相電壓不平衡或幅值瞬時(shí)跌落時(shí)，矩陣整流器的輸出直流電壓隨之變化，不再保持為恒定值。由式（6）和式（8）可知，通過(guò)調(diào)節(jié)輸入電流空間矢量的調(diào)制系數(shù)m，可以對(duì)輸出直流電壓加以補(bǔ)償，使矩陣整流器的輸出直流電壓恒定。本文所研究的矩陣整流器本質(zhì)上與矩陣變換器虛擬直流一致，根據(jù)文獻(xiàn)[16]，將三相輸入電壓從三相靜止坐標(biāo)系通過(guò)Clark變換轉(zhuǎn)換到兩相靜止坐標(biāo)系。

其中，uiα和uiβ為經(jīng)過(guò)Clark變換后兩相靜止坐標(biāo)系下的輸入電壓。

當(dāng)輸入三相電壓不平衡或幅值瞬時(shí)跌落時(shí)，UPN不恒定（三相平衡下輸入電壓的模U*PN為恒定值），可以通過(guò)補(bǔ)償控制算法實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)空間矢量調(diào)制系數(shù)，以保證輸出直流電壓的恒定（如圖4所示），補(bǔ)償公式為：

其中，m為初始設(shè)定未經(jīng)補(bǔ)償?shù)恼{(diào)制系數(shù)；mcp為補(bǔ)償后的空間矢量調(diào)制系數(shù)；Δm為動(dòng)態(tài)調(diào)整的調(diào)制系數(shù)增量，它根據(jù)輸入電壓的模的偏差及偏差變化率通過(guò)模糊推理得到。

圖4 矩陣整流器前饋模糊補(bǔ)償控制策略Fig.4 Feedforward fuzzy compensation control of matrix rectifier

如圖5所示，ua、ub和uc是三相輸入平衡電壓，uar為a相電壓跌落后的電壓。在三相平衡情況下，根據(jù)式（3）計(jì)算出 a 相調(diào)制的瞬時(shí)占空比為 dα（θ），其作用時(shí)間 Tα（θ）=dα（θ）Ts。 Tα作用時(shí)間內(nèi)，ua與 uc波形所圍成的面積的平均值就是作用電壓輸出的平均值（如圖5中dα所示）。當(dāng)電壓跌落為uar時(shí)，Tα作用時(shí)間內(nèi)，uar與uc波形所圍成的面積比正常值少，因此其平均輸出電壓也就比正常情況下少。通過(guò)計(jì)算得到實(shí)測(cè)電壓作用的平均值與理論計(jì)算的平均值，采用前饋模糊控制策略調(diào)整當(dāng)前PWM控制周期的調(diào)制系數(shù)，從而調(diào)整作用時(shí)間使實(shí)測(cè)電壓和作用時(shí)間所圍成的面積接近理論值，保證輸出電壓的基本穩(wěn)定性。同時(shí)由式（6）可得，輸出電壓的最大平均值是輸入電壓幅值的1.5倍。當(dāng)實(shí)測(cè)電壓的最大平均值UPNR大于或等于要求電壓的平均值時(shí)，該控制策略才能夠發(fā)揮作用。

將式（14）中的 mcp代替式（6）中的 m，得：

圖5 三相輸入電壓不平衡示意圖Fig.5 Sketch diagram of imbalanced three-phase input voltage

3.2 模糊控制器設(shè)計(jì)

無(wú)論是經(jīng)典控制理論還是現(xiàn)代控制理論都需要建立系統(tǒng)的精確數(shù)學(xué)模型，而模糊控制無(wú)需精確的數(shù)學(xué)模型即可由微處理器執(zhí)行控制功能，可高效地綜合專(zhuān)家的經(jīng)驗(yàn)知識(shí)，具有較好的動(dòng)態(tài)性能和魯棒性，可對(duì)非正常工況下的矩陣整流器實(shí)現(xiàn)令人滿(mǎn)意的控制效果[17-18]。

根據(jù)第2節(jié)三相輸入電壓非正常工況分析可知，當(dāng)輸入電壓瞬時(shí)跌落時(shí)其輸出直流電壓按比例下降；而三相輸入不平衡時(shí)其輸出直流電壓有2倍于輸入電壓頻率的紋波。由于其產(chǎn)生的機(jī)理及效果不同，初始設(shè)計(jì)時(shí)采用統(tǒng)一的模糊控制規(guī)則，結(jié)果發(fā)現(xiàn)難以取得平衡，主要問(wèn)題在于三相不平衡的誤差在10%以?xún)?nèi)，但是瞬時(shí)電壓跌落所產(chǎn)生的誤差為10%～90%。經(jīng)過(guò)多次仿真獲得經(jīng)驗(yàn)后，在控制器的設(shè)計(jì)時(shí)采用多模態(tài)設(shè)計(jì)，通過(guò)偏差e的大小來(lái)判斷所采用的模態(tài)。其原理框圖如圖6所示，圖中ke、kΔe、kΔm分別表示偏差e量化因子、偏差變化率Δe量化因子和調(diào)制系數(shù)增量Δm的比例因子。通過(guò)實(shí)時(shí)檢測(cè)三相輸入相電壓的實(shí)測(cè)值，進(jìn)行Clark變換然后求取其空間矢量的模UPN與正常情況下由三相輸入電壓所計(jì)算的UP*N進(jìn)行比較得到偏差e。三相輸入不平衡模態(tài)時(shí)，采用模糊控制其輸入量為偏差e和偏差變化率Δe，輸出量為調(diào)制系數(shù)補(bǔ)償增量Δm，然后計(jì)算出最后補(bǔ)償后的調(diào)制系數(shù)為mcp。輸入電壓瞬時(shí)跌落模態(tài)時(shí)，只需要將偏差e與正常情況下由三相輸入電壓所計(jì)算的U*PN相除，然后與初始值m相加后乘以一個(gè)修正系數(shù)后可得到補(bǔ)償后的調(diào)制系數(shù)為mcp。

圖6 模糊控制原理框圖Fig.6 Schematic diagram of fuzzy control

根據(jù)《電能質(zhì)量三相電壓允許不平衡度》（GB/T 15543—1995）不平衡度不超過(guò)4%，假設(shè)平衡度在10%以?xún)?nèi)；瞬時(shí)電壓跌落的范圍為原來(lái)的10%～90%，設(shè)初始的調(diào)制系數(shù)為0.5，所以電壓跌落的范圍為原來(lái)的50%～90%。以上述要求為目標(biāo)設(shè)計(jì)模糊控制器，如圖6所示。從圖6可以看出，該模糊控制器與常規(guī)模糊控制器的區(qū)別主要在于它工作在2種模態(tài)：三相不平衡模態(tài)和瞬時(shí)跌落模態(tài)。通過(guò)模態(tài)選擇器來(lái)選通輸出的通道，其中以U*PN和UPN的差在10%以?xún)?nèi)選通三相不平衡模態(tài)，否則選通電壓瞬時(shí)跌落模態(tài)?？刂破鞯妮斎牒洼敵龅哪：撚蚓鶠椋?6，-5，-4，-3，-2，-1，0，1，2，3，4，5，6｝，模糊語(yǔ)言集為｛NB，NM，NS，ZO，PS，PM，PB｝。 由于該模糊控制為前饋控制，沒(méi)有將控制的結(jié)果進(jìn)行反饋，所以在模糊規(guī)則的設(shè)計(jì)方面有別于傳統(tǒng)的設(shè)計(jì)。本文所設(shè)計(jì)的模糊規(guī)則以偏差e為主、偏差變化率de/dt為輔，模糊控制器隸屬度采用三角形隸屬度函數(shù)。在瞬時(shí)跌落模態(tài)，由式（11）可知有較強(qiáng)的線性，采用 e/U*PN后與初值相加然后乘以一個(gè)修正系數(shù)即可得到mcp。

模糊控制規(guī)則實(shí)質(zhì)上是將實(shí)際控制過(guò)程中的經(jīng)驗(yàn)加以總結(jié)而得出的模糊條件語(yǔ)句的集合。對(duì)于二維模糊控制系統(tǒng)的模糊推理語(yǔ)句一般采用“If A and B then C”來(lái)描述，通過(guò)繪制一個(gè)三維坐標(biāo)圖來(lái)表現(xiàn)模糊補(bǔ)償控制器的輸出與輸入之間的關(guān)系，如圖7所示，橫坐標(biāo)e和ec分別表示誤差和誤差變化率，縱坐標(biāo)表示模糊控制器輸出控制量u的曲面。由圖7可以看出隨著信號(hào)的加大，控制面呈現(xiàn)波動(dòng)形狀，表現(xiàn)為電網(wǎng)三相不平衡擾動(dòng)時(shí)模糊控制器的非線性特性。

圖7 模糊控制器控制面Fig.7 Surface of fuzzy controller

通過(guò)模糊推理得到的結(jié)果是一個(gè)模糊集合，但實(shí)際模糊控制系統(tǒng)所需要的控制信號(hào)必須是精確量。本文采用重心法（也稱(chēng)力矩法）作為解模糊方法，它具有比較平滑的推理控制，即對(duì)應(yīng)輸入信號(hào)的微小變化，其推理結(jié)果也會(huì)發(fā)生一定變化。其輸出變量的隸屬函數(shù)為離散單點(diǎn)集時(shí)，則為：

其中，xi為輸出模糊集元素；μN(yùn)（xi）為元素 xi在模糊集合上的隸屬度。

4 仿真與實(shí)驗(yàn)分析

為了驗(yàn)證本控制策略的可行性和有效性，設(shè)計(jì)并制作了矩陣整流器仿真和實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，控制系統(tǒng)框圖如圖4所示。

4.1 仿真分析

仿真條件如下：三相正常工況下；三相非正常工況下無(wú)前饋模糊補(bǔ)償；三相非正常工況下采用前饋模糊控制。對(duì)這3種條件下的仿真和實(shí)驗(yàn)進(jìn)行對(duì)比分析。

仿真參數(shù)為：正常工況下交流電源60 V/50 Hz，非正常工況時(shí)各相串聯(lián)負(fù)相序幅值為6 V（不平衡度為10%），功率管開(kāi)關(guān)頻率10 kHz，輸入濾波器電感L1=0.3 mH，電容 C1=10 μF，輸出濾波器電容 C2=100 μF，實(shí)驗(yàn)平臺(tái)的負(fù)載電阻100 Ω。在仿真中設(shè)定調(diào)制系數(shù)m的初始值為0.5，負(fù)載輸出電壓期望值為63.64 V。仿真結(jié)果如圖8所示。

圖8 矩陣整流器仿真波形Fig.8 Simulative waveforms of matrix rectifier

a.三相平衡時(shí)，輸出電壓的理論值為63.64 V。圖8（a）為三相輸入平衡時(shí)采用輸入電流空間矢量調(diào)制算法得到的仿真輸出直流電壓為63.5 V，仿真結(jié)果與理論值基本相符。啟動(dòng)0.08 s后達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)，輸出電壓穩(wěn)定。

b.三相輸入平衡時(shí)采用以輸入電流空間矢量調(diào)制算法為基礎(chǔ)外加前饋模糊控制得到的仿真輸出如圖8（b）所示，其直流電壓為63.5 V。通過(guò)圖8的（a）和（b）對(duì)比可知，在三相輸入電壓平衡情況下，是否外加前饋模糊控制對(duì)輸出的直流電壓沒(méi)有太大影響。

c.圖8（c）為三相不平衡和電壓瞬時(shí)跌落輸入電壓，其中0～0.08 s和0.28～0.38 s區(qū)間為正相序交流電源60 V/50 Hz串聯(lián)負(fù)相序交流電源6 V/50 Hz；0.08～0.28 s為交流電源36 V/50 Hz（電壓跌落為原來(lái)的60%）。圖8（d）為采用輸入電流空間矢量調(diào)制算法得到的輸出波形圖。從圖8（d）可以看出：在三相輸入不平衡時(shí)有明顯2倍于輸入電壓頻率的紋波，其峰峰值為1.3 V；在輸入電壓瞬時(shí)跌落為36 V時(shí)輸出直流電壓降為38 V左右，與理論值相符（理論值為38.2 V），下降了40.29%。

d.圖 8（e）為在圖 8（c）的輸入條件下，采用以輸入電流空間矢量調(diào)制算法為基礎(chǔ)外加前饋模糊控制得到的仿真輸出直流電壓波形圖。從圖8（e）可以看出：在三相輸入不平衡時(shí)輸出直流電壓為63.3 V，紋波峰峰值為0.15 V，與圖8（d）相比紋波明顯減少；在輸入電壓瞬時(shí)跌落為36 V時(shí)輸出直流電壓62 V，下降了2.58%。

從仿真的結(jié)果可以看出，在三相輸入平衡時(shí)，是否外加前饋模糊補(bǔ)償對(duì)輸出直流電壓基本沒(méi)有影響；在三相輸入不平衡或電壓瞬時(shí)跌落時(shí)，采用前饋模糊補(bǔ)償后輸出電壓的動(dòng)靜態(tài)性能明顯優(yōu)于不外加該控制策略。

4.2 樣機(jī)實(shí)驗(yàn)分析

與仿真參數(shù)一致，建立了一臺(tái)矩陣整流器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，矩陣整流器實(shí)驗(yàn)平臺(tái)由主電路、輸入輸出濾波電路、驅(qū)動(dòng)電路及其保護(hù)電路、控制系統(tǒng)電路、輸入輸出采樣電路組成，根據(jù)電氣強(qiáng)弱電分開(kāi)和電氣工程設(shè)計(jì)原則，實(shí)驗(yàn)樣機(jī)設(shè)計(jì)為層式結(jié)構(gòu)，驅(qū)動(dòng)電路及其保護(hù)電路為功率開(kāi)關(guān)器件提供驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)和過(guò)流短路保護(hù)；輸入輸出采樣電路采用差分電路設(shè)計(jì)，并進(jìn)行信號(hào)調(diào)理；所有電路的直流電源均采用隔離電源供電；控制系統(tǒng)電路為美國(guó)TI公司的TMS320F28335型DSP和 Altera公司的EP4CE6型 FPGA，前者實(shí)現(xiàn)電流空間矢量調(diào)制算法和各種智能控制算法，后者執(zhí)行一步換流策略和各種保護(hù)策略，包括輸入輸出過(guò)流、過(guò)壓欠壓等保護(hù)設(shè)計(jì)。網(wǎng)側(cè)采用三相調(diào)壓器串聯(lián)單相調(diào)壓器模擬網(wǎng)側(cè)電壓不平衡，通過(guò)串聯(lián)2個(gè)三相調(diào)壓器模擬電壓跌落等非正常工況。實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖9所示。當(dāng)三相輸入平衡時(shí)，調(diào)制系數(shù)為0.8，輸出波形如圖9（c）所示，輸出電壓平均值為70 V，與理論值72 V接近，紋波較少。當(dāng)三相輸入不平衡時(shí)，輸出波形如圖9（d）所示，紋波較大而且輸出的平均電壓約為80 V，大于理論值。在固定的調(diào)制系數(shù)情況下，各電流空間矢量的占空比固定，由于輸入電壓a相電壓增加導(dǎo)致輸出電壓的平均值大于預(yù)期的電壓，針對(duì)三相輸入不平衡采用前饋模糊控制策略后輸出電壓波形如圖9（e）所示，輸出電壓與理論值基本相同，而且紋波相對(duì)較少。輸入電壓瞬時(shí)跌落時(shí)，只采用輸入電流空間矢量調(diào)制算法，其調(diào)制系數(shù)為0.5，其輸出波形如圖9（f）所示，輸出直流電壓將按比例跌落。采用圖6所示的控制原理之后，輸出電壓波形如圖9（g）所示，輸出直流電壓沒(méi)有明顯變化。由于硬件實(shí)驗(yàn)條件有限，不能進(jìn)行一些復(fù)雜的實(shí)驗(yàn)，但基本的實(shí)驗(yàn)結(jié)果與仿真結(jié)果大體一致。

圖9 矩陣整流器實(shí)驗(yàn)波形Fig.9 Experimental waveforms of matrix rectifier

5 結(jié)論

在矩陣整流器電流空間矢量調(diào)制中增加前饋模糊補(bǔ)償?shù)目刂撇呗?，能夠得到接近期望值的輸出波形。在網(wǎng)側(cè)三相輸入電壓不平衡和電壓跌落時(shí)，采用帶前饋模糊補(bǔ)償?shù)目刂撇呗阅軌蛞种戚敵鲋绷麟妷旱拿}動(dòng)，保持直流輸出電壓的穩(wěn)定，使負(fù)載能正常工作。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了控制策略的可行性和有效性。