張 洋，喬 雙

（東北師范大學(xué)物理學(xué)院，吉林 長春 130024）

0 引言

中子發(fā)生器與普通同位素中子源相比，其中子產(chǎn)額高、能譜單色性好、無γ本底，且可以產(chǎn)生脈沖中子，不用時(shí)可以關(guān)斷，還具有易于防護(hù)、存儲(chǔ)管理和運(yùn)輸方便等特點(diǎn).因此，中子發(fā)生器在中子測井、煤質(zhì)分析、中子照相和爆炸物及毒品檢測等方面有著廣泛的應(yīng)用［1－5］.中子發(fā)生器主要結(jié)構(gòu)如圖1所示.離子源的作用是將儲(chǔ)存器釋放出的氘氚氣體電離，產(chǎn)生所需的離子.直流離子源電源在當(dāng)今使用最廣泛［6－8］，中子發(fā)生器對(duì)直流離子源電源的供電要求在1.8～2.5kV連續(xù)可調(diào)，電流為0～5mA.由于市電整流濾波后的直流電為300V左右，遠(yuǎn)不能滿足離子源電源的供電要求，因此需要一級(jí)升壓變換器.現(xiàn)今升壓變換器主要分為隔離型和非隔離型［9－14］.非隔離型升壓變換器多是采用基于Boost變換的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)［9－12］.而傳統(tǒng)Boost變換器變比低，難以滿足離子源電源高壓的要求.為了提高增益，在單相Boost變換器的基礎(chǔ)上拓展了2個(gè)或2個(gè)以上串聯(lián)的Boost變換器，電壓增益相應(yīng)提高，但能量經(jīng)過多次處理，會(huì)影響效率，電池兼容EMC性能也較差.文獻(xiàn)［11－12］中的三電平Boost變換具有較高的效率、較低的開關(guān)管和二極管的電壓應(yīng)力的特點(diǎn)，但其電壓增益不能滿足離子源電源的升壓要求.文獻(xiàn)［15］提出了一種把非隔離型的Boost變換器和隔離型的全橋直流變壓器相結(jié)合的方式實(shí)現(xiàn)高增益升壓，并在設(shè)計(jì)過程中采用軟開關(guān)技術(shù)提高了整機(jī)效率，雖然其輸入輸出變比大，但該電路也面臨結(jié)構(gòu)復(fù)雜、體積大、成本高的問題.文獻(xiàn)［13－14］針對(duì)隔離型升壓變換器的結(jié)構(gòu)分別提出了一種新型軟開關(guān)DC－DC變換器和反激整流技術(shù)的升壓DC－DC變換器，這類隔離型升壓變換器可達(dá)到較高的增益和寬廣的負(fù)載調(diào)整范圍，但由于變壓器的存在，使其體積增大和成本增高，漏感的影響使開關(guān)管的電壓應(yīng)力增大，易出現(xiàn)磁飽和現(xiàn)象.近年來，直流變換器系統(tǒng)廣泛使用交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)［16－19］.該技術(shù)具有動(dòng)態(tài)響應(yīng)好、低電流紋波率、易于抑制電磁干擾等特點(diǎn)成為研究的熱點(diǎn)，但該電路也存在變比較低、子電路難以實(shí)現(xiàn)功率均衡的問題.文獻(xiàn)［20］在傳統(tǒng)Boost電路的基礎(chǔ)上改進(jìn)了設(shè)計(jì)，并結(jié)合Cockcroft－Walton電路實(shí)現(xiàn)大變比，且具有控制簡單、可靠性高的特點(diǎn)，但該設(shè)計(jì)的變換器效率有待驗(yàn)證.

圖1 中子發(fā)生器

近年來出現(xiàn)的實(shí)現(xiàn)高增益的升壓變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為發(fā)展離子源電源的設(shè)計(jì)提供了許多新思路、新方法和新技術(shù)，但也存在一些不足.若要達(dá)到理想的高增益高效率的要求，還需要不斷地探索.本文在借鑒前人研究成果的基礎(chǔ)上，提出一種新型的交錯(cuò)并聯(lián)升壓變換器，與傳統(tǒng)的升壓變換器相比，該變換器具有輸出輸入變比高、效率高、輸出電流紋波低、工作性能穩(wěn)定和控制電路簡單的特點(diǎn).

1 新型的高增益交錯(cuò)并聯(lián)升壓變換器

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

新型的高增益交錯(cuò)并聯(lián)升壓變換器如圖2所示.主電路是由2個(gè)交錯(cuò)的并聯(lián)直流升壓變換器模塊并聯(lián)，再與Cockcroft－Walton電路串聯(lián)構(gòu)成.圖中：U1為輸入電壓；C11為輸入電容；L1和L2是升壓變換器所需的升壓電感；D1，D2，D3和D4是快恢復(fù)二極管；C1，C2，C3和C4為儲(chǔ)能電容；RL為負(fù)載；開關(guān)管Q1，Q2，Q3和 Q4為 MOSFET管.為了便于分析，假設(shè)：（1）L1和L2的結(jié)構(gòu)和電感量相同；（2）C1＝C2＝C3＝C4；（3）所有開關(guān)管、二極管、電容、電感均為理想元器件.

圖2 新型高增益交錯(cuò)并聯(lián)升壓變換器

1.2 工作原理分析

由圖2可知，電感L1和L2是交錯(cuò)并聯(lián)的連接方式，其中L1受控于開關(guān)管Q1和Q2而工作于Buck－Boost變換器的連續(xù)導(dǎo)通模式（continuous conduction mode CCM）；L2受控于開關(guān)管Q3和Q4而工作于Boost變換器的斷續(xù)導(dǎo)通模式（discontinuous conduction mode DCM）.開關(guān)管Q1，Q2，Q3和Q4采用相移控制策略.Q1作為電感L1的主控開關(guān)，其占空比用d1表示；Q4作為電感L2的主控開關(guān)，其占空比用d2表示，且d1＞d2.另外，在Q1關(guān)斷時(shí)，Q2可以為電感L1提供續(xù)流回路，同時(shí)Q3關(guān)斷，防止電感L1和L2互相之間產(chǎn)生干擾，影響電路的穩(wěn)定.在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，電路有4種工作模態(tài)，各模態(tài)的等效電路如圖3所示.

圖3 新型變換器各模態(tài)的等效電路

（1）模態(tài)1［t0－t1］：如圖3（a）所示，開關(guān)管 Q2導(dǎo)通，Q1，Q3和Q4關(guān)斷，電感L1向電容C1充電，此時(shí)，L1的電流iL1下降，L2工作于斷流狀態(tài).

（2）模態(tài)2［t1－t2］：如圖3（b）所示，開關(guān)管 Q1，Q3和 Q4導(dǎo)通，Q2關(guān)斷，電源U1同時(shí)對(duì)電感L1和L2充電，電流iL1和電流iL2不斷增大.

（3）模態(tài)3［t2－t3］：如圖3（c）所示，開關(guān)管Q1和Q3導(dǎo)通，Q2和Q3關(guān)斷，電源U1和電感L2通過電容C1向電容C2充電，此時(shí)，L1的電流iL1不斷增大，L2的電流iL2不斷降低.

（4）模態(tài)4［t3－t4］：如圖3（d）所示，Q2，Q3和 Q4關(guān)斷，Q1導(dǎo)通，電源U1對(duì)電感L1充電，此時(shí)，L1的電流iL1不斷增大，L2的電流為零.

根據(jù)開關(guān)管開通與關(guān)斷的驅(qū)動(dòng)波形，可以推導(dǎo)出一個(gè)開關(guān)周期TS內(nèi)電路在上述4種工作模態(tài)下的主要參數(shù)的波形，如圖4所示.在多個(gè)工作周期后，電容C3和C4被相繼充電.最后，在穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)變換器的輸出電壓為電容C2和C4電壓的疊加值，進(jìn)而達(dá)到升壓效果為后級(jí)負(fù)載供電.

2 穩(wěn)態(tài)工作性能分析

圖4 開關(guān)管驅(qū)動(dòng)波形和主要參數(shù)波形

2.1 穩(wěn)態(tài)電壓增益

設(shè)定其輸入電壓U1等于UIN，即U1＝UIN，電路的2個(gè)支路分別工作于Buck－Boost和Boost模式，在這2種模式下，可得到各模態(tài)穩(wěn)態(tài)時(shí)的狀態(tài)方程.

在Boost模式下分析，為使Cockcroft－Walton電路中輸入電壓平衡，設(shè)定變換器的2條并行支路升壓的幅值一樣，即UC2＝2UC1.此時(shí)，變換器的輸出電壓UO＝UC4＋UC2.根據(jù)電感L1和L2的伏秒平衡和電容C1，C2，C3，C4的安秒平衡原理可得

由（5）式可知，新型的高增益交錯(cuò)并聯(lián)升壓變換器的輸出輸入變比得到了明顯的提高，要比傳統(tǒng)的單Boost變換器的輸出輸入變比提高了4倍.

2.2 開關(guān)電壓應(yīng)力

由圖2和3可知，開關(guān)管Q1和Q4所承受的最大電壓應(yīng)力分別為U1和UO／4，因此本電路與傳統(tǒng)的Buck－Boost和Boost電路相比在開關(guān)器件的電壓應(yīng)力相當(dāng).可以通過進(jìn)一步改進(jìn)電路來降低開關(guān)器件的電壓應(yīng)力，這是以后將要研究的內(nèi)容.

3 控制模式分析

本文電路采用脈寬調(diào)制（pulse width modulation，PWM）控制模式，使Q1和Q2，Q3和Q4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)分別構(gòu)成互補(bǔ)信號(hào)，如圖4所示.兩部分子電路交替導(dǎo)通工作，該變換器工作于4種模態(tài)，并且在4種模態(tài)下的狀態(tài)方程是（1—3）式.具體控制方式有2種模式.

（1）保證Cockcroft－Walton電路的輸入交流電的正負(fù)電壓幅值相同，即2UC1＝UC2.此種模式在滿足輸出電壓穩(wěn)定輸出的情況下，分別調(diào)節(jié)L1和L2的占空比，輸入電壓值小的占空比上調(diào)；反之，輸入電壓值大的占空比下調(diào).其目標(biāo)是使2個(gè)輸入電壓經(jīng)過電感變換后的輸出電壓相同.雖然L1和L2的占空比不同，但每個(gè)電感工作時(shí)的電流變化相等，即滿足伏秒平衡原理.輸出的電壓是4UC1，輸入輸出電壓變比得到了很大提升.

（2）在同一占空比下調(diào)節(jié)，即d1＝d2.此種情況只對(duì)輸出電壓進(jìn)行采樣，當(dāng)輸出電壓低時(shí)，上調(diào)占空比；反之，下調(diào)占空比.這種控制模式下，UC2＝2UC1不再成立.輸入電壓值高的一側(cè)電路承擔(dān)更多的升壓任務(wù).由于2條支路是并行連接，所以該模式下每一路電感依然滿足伏秒平衡原理，同樣可以達(dá)到升壓效果.

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了驗(yàn)證該新型電路的理論分析，以TMS320F2812為控制器，采用如上述的控制模式1制作一臺(tái)輸出電壓2kV、功率20W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī).開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)頻率50kHz，L1占空比為66%，L2占空比為48%，負(fù)載電阻200kΩ.設(shè)定輸入電壓為電網(wǎng)整流濾波后的電壓最低值240V，電路中元件的參數(shù)選擇見表1.

表1 電路中元件的參數(shù)

圖5為變換器工作于固定頻率固定脈寬的主要實(shí)驗(yàn)波形.圖5（a）為開關(guān)管Q1和Q2與Q3和Q4的驅(qū)動(dòng)波形，圖5（b）為輸入電流波形和輸出電流波形.由于2個(gè)電感電流的交錯(cuò)作用，輸出電流的紋波也相應(yīng)地降低.圖5（c）是Q1和Q4工作時(shí)經(jīng)過分壓得到的電壓應(yīng)力波形，其中Q1和Q4關(guān)斷時(shí)的電壓應(yīng)力都是450V，為輸出電壓的1／4；與此同時(shí)，Q4的電壓應(yīng)力波形也是關(guān)鍵節(jié)點(diǎn)電壓波形（在該節(jié)點(diǎn)處產(chǎn)生交流電壓）.從圖5中可以看出，電路實(shí)現(xiàn)了輸出輸入大變換比的功能，且在關(guān)鍵節(jié)點(diǎn)處得到一次升壓，并產(chǎn)生交流電壓，再經(jīng)過電容的充電放電平衡達(dá)到2kV輸出電壓，與理論分析一致.在滿載功率情況下，輸出電壓為1998V，輸入電壓為240V時(shí)，輸入電流96mA，該新型變換器的效率可達(dá)到87%.

圖5 主要實(shí)驗(yàn)波形

5 總結(jié)

針對(duì)離子源電源的特點(diǎn)，在傳統(tǒng)Boost電路和交錯(cuò)并聯(lián)升壓變換器的基礎(chǔ)上，提出了一種高增益交錯(cuò)并聯(lián)升壓變換器.分析了該變換器的4種工作模態(tài)，并給出了相應(yīng)的相移控制策略.實(shí)驗(yàn)表明本文所提出的新型變換器具有以下特點(diǎn)：

（1）新型的升壓變換器相對(duì)于傳統(tǒng)Boost變換器有效穩(wěn)定地提高了輸出輸入變換比，適合應(yīng)用于低壓輸入、高壓輸出的直流變換場合.

（2）由于本電路與傳統(tǒng)的交錯(cuò)并聯(lián)升壓變換器的結(jié)構(gòu)類似，因此也具備輸出電流紋波小的特點(diǎn)，該優(yōu)點(diǎn)減小了對(duì)后級(jí)逆變器的輸入波動(dòng)影響.

（3）本文電路的效率在滿載時(shí)可達(dá)到87%，在以后的研究工作中使用軟開關(guān)技術(shù)，估計(jì)可進(jìn)一步提高工作頻率和變換效率.

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