武立華，黃 玉，王 姣，趙恩銘，劉志海

(哈爾濱工程大學 a.理學院 理學之光科技創(chuàng)新中心; b.信息與通信工程學院， 黑龍江 哈爾濱 150001)

1 引 言

在驅動磁通門傳感器時，經(jīng)常需要將方波信號轉換成正弦信號，而一般的由波形發(fā)生芯片組建的信號發(fā)生電路只能產(chǎn)生一些常規(guī)的信號(如正弦波、方波、脈沖波、三角波等)，信號的幅值、頻率等參量調節(jié)不便，需要修改電路設計[1-3]. 但相關檢測法等許多應用領域，同時需要正弦波、方波等多種信號[4-5]. 磁通門傳感器的激勵信號峰峰值一般要求大于5 V，簡單的波形發(fā)生芯片不能滿足這一特定要求[6].

目前，國內(nèi)生產(chǎn)的波形變換裝置大部分是分立元件組成的，轉換量程靠手動實現(xiàn)，不僅體積大，而且可靠性和準確度很難進一步提高. 其另一個局限性是只能就單一波形進行變換. 由于CPLD內(nèi)部結構是并行結構，與單片機存在本質差別，處理速度是單片機無法比擬的[7]. 利用CPLD進行的正弦波和方波的信號轉換不僅可以實現(xiàn)信號間的轉換而且還可以實現(xiàn)對正弦波和方波的整形、放大，具有很高的頻率穩(wěn)定度和精確度，可作為磁通門傳感器中的激勵源和解調中的載波信號.

采用晶振產(chǎn)生特定頻率與幅值的方波信號，并應用可編程邏輯器件CPLD進行數(shù)字量轉換，使用射隨放大器TLC272與CPLD進行波形整形與放大. 射隨放大器件消除信號間的干擾，保證了信號的精確度，增加了裝置的帶載能力. 模塊化的軟硬件設計也非常有利于系統(tǒng)的檢測和故障分析.

2 轉換電路原理及其設計

2.1 正弦波/方波轉換方案設計

對于輸入為方波時(如由晶振產(chǎn)生峰峰值為3.3 V，頻率為8 MHz的方波信號)，先將該信號輸入到CPLD，通過程序設計控制方波信號的占空比. 再將方波信號通過諧振電路進行波形轉換，使其變成同頻率同幅值的正弦波信號，然后接入放大電路，對其幅值進行放大.

當接入信號為小幅值、頻率特定的正弦波信號時，先將正弦波信號接入轉換電路變?yōu)榉宸逯禐?.3 V、頻率為8 MHz的方波，再將該信號輸入到CPLD，通過程序設計控制方波信號的占空比，將調節(jié)完占空比的方波信號接入放大電路，得到峰峰值大于9 V的方波信號，使其成為磁通門傳感器的激勵信號. 基于CPLD的方波/正弦波之間的互換電路原理圖，如圖1所示.

圖1 方波/正弦波的互換電路原理

2.2 放大電路

圖2 TLC272放大電路圖

在由正弦波向方波轉換過程中，需要把正弦信號進行放大，直到使放大器工作在飽和與截止狀態(tài)，就變成了方波信號. 故本電路采用兩級三極管放大電路，第一級前有1對二極管對放大電路進行電壓保護，使輸入電壓穩(wěn)定在0.7 V以內(nèi). 再由2個BFR96三極管組成的放大電路進行二級放大. 第一級和第二級放大電路如圖3所示，在第一級放大電路中根據(jù)接入電阻控制放大倍數(shù)，放大倍數(shù)為

(a)第一級

(b)第二級圖3 兩級三極管放大電路圖

其中rbe為三極管BFR96的電阻. 在第二級放大電路中，放大倍數(shù)為

當二級連續(xù)放大，理論上放大倍數(shù)可達到數(shù)萬倍，但是由于給定的三極管飽和電壓為3.3 V，利用飽和截止效應將正弦波限定為3.3 V，因此輸出信號為3.3 V的8 MHz的方波信號.

3 實驗結果

3.1 CPLD模塊

CPLD內(nèi)部采用固定長度的金屬線進行各邏輯塊的互連，所設計的邏輯電路具有時間可預測性，避免了分段式互連結構的時序不完全預測的缺點. CPLD主芯片采用Altera公司的MAX II器件系列的EPM240T100C5，該芯片有240個邏輯單元，等效宏單元是192個，最大引腳數(shù)為80個，可用的門電路達到2 500個，能夠支持高達300 MHz的內(nèi)部時鐘，最大距離引腳之間的延遲時間最快達4.5 ns，最小距離管腳的延時時間達3.6 ns，內(nèi)有8 kb Flash的存儲空間，直流穩(wěn)壓電源用來給系統(tǒng)供電，工作電壓為3.3 V.

CPLD程序采用混合編程方法，先用VHDL硬件描述語言編寫各個模塊，編譯仿真正確后在電路圖中進行連接. CPLD程序共有2個模塊，一個是8位計數(shù)器模塊，另一個是8位比較器模塊，軟件設計的電路圖如圖4所示. 輸入的信號先由8位計數(shù)器對8 MHz的時鐘信號進行計數(shù)，計數(shù)器每256個時鐘周期循環(huán)1次，即分頻后的信號頻率為31.25 kHz. 計數(shù)器輸出的值與比較器內(nèi)部的8位寄存器的值比較大小，并把比較的結果輸出. 通過改變寄存器內(nèi)的值就可以改變輸出信號的占空比.

圖4 VHDL電路圖

1)計數(shù)器的VHDL程序

8位計數(shù)器的實體一共有3個端口，分別是時鐘信號輸入端clk、計數(shù)值輸出端data_out和256分頻輸出端div_out. 8位計數(shù)器，內(nèi)部設置了8位寄存器div1,對于clk的每個上升沿，div1加1，然后把div1的值賦值給輸出端口data_out.

設計的部分程序如下：

architecture behavioral of divider8 is

signal div1:std_logic_vector(7 downto 0);

begin

p1:process(clk,div1)

begin

if rising_edge(clk) then

div1<=div1+‘1’;

end if;

data_out<=div1;

div_out<=div1(7);

end process;

end behavioral;

b)比較器的VHDL程序

比較器端口輸入分別為8位data_in,用于輸入計數(shù)器的值；key_dre用于確定給內(nèi)部寄存器進行加操作還是減操作；key_plus用于給內(nèi)部寄存器進行加1或減1操作；cmp_out為占控比可調的輸出端口. 8位比較器內(nèi)部設置了1個8位寄存器data,1位的標志位flag,和1個8位的比較寄存器，用于與輸入信號作比較.

比較器結構體中一共有4個進程. 由于VHDL程序中不可以用端口信號進行運算，所以第一個進程是把外部的數(shù)據(jù)賦值給內(nèi)部的寄存器data中,用data進行后面的運算；第二、三個進程是完成按鍵的操作，用來對內(nèi)部比較寄存器data_cmp進行加1減1操作. 第四個進程是把data寄存器與data_cmp寄存器的值進行比較，如果data內(nèi)的值比data_cpm內(nèi)的值大，則輸出高電平，否則就輸出低電平.

設計的部分程序如下：

architecture behavioral of compater8 is

signal data:std_logic_vector(7 downto 0);

signal flag:std_logic_vector(0 downto 0);

signal data_cmp:std_logic_vector(7 downto 0):="10000000";

begin

p1:process(data_in) --data

begin

data<=data_in;

end process;

p2:process(key_dre)

begin

if rising_edge(key_dre) then

flag<=flag+‘1’;

end if;

end process;

p3:process(key_plus,flag)

begin

if rising_edge(key_plus) then

if ((flag="1")and(data_cmp/="11111111")) then

data_cmp<=data_cmp+"1";

elsif (flag="0")and(data_cmp/="00000000") then

data_cmp<=data_cmp-"1";

end if;

end if;

end process;

p4:process(data,data_cmp)

begin

if(data>data_cmp) then

cam_out<=‘1’;

else

cam_out<='0';

end if;

end process;

end behavioral;

3.2 由方波轉換為正弦波的輸出結果

通過對CPLD編程使信號從CPLD輸出頻率為31.25 kHz、峰峰值為3.3 V的方波信號，通過調節(jié)由TLC272組成放大器的放大倍數(shù)，來實現(xiàn)信號輸出幅度的可控. 通過諧振電路選擇31.25 kHz的正弦波信號，濾掉其余頻率信號. 實驗結果如圖5所示，正弦波的峰峰值接近9 V. 通過數(shù)字示波器的FFT功能，對轉換為正弦的信號進行分析，用31.25 kHz的二次諧波與三次諧波的功率與總的功率相比，其失真度為1.32%，實現(xiàn)了不錯的方波與正弦波的轉換.

圖5 方波轉換為正弦波的實驗結果

3.3 由正弦波轉換為方波的輸出結果

應用二級三極管放大電路，對正弦波輸入信號進行大幅度放大，當正弦波放大到一定倍數(shù)時，截去正弦波波峰，正弦波波形會近似成方波. 再經(jīng)過CPLD得到占空比可調的方波信號. 由峰峰值僅為118 mV的正弦波轉換得到的方波信號及由TLC272放大電路放大后的方波信號分別如圖6和圖7所示，峰峰值達到了13 V，峰峰值大于9 V的方波信號可用作磁通門傳感器的激勵信號，如圖8所示，從圖中可看到，磁通門輸出了方波整數(shù)倍頻率的信號，表明磁通門傳感頭正常工作.

圖7 經(jīng)TLC272放大后的方波

圖8 磁通門傳感頭測試結果

4 結 論

從實驗結果看，采用CPLD實現(xiàn)的正弦波與方波互換電路可以滿足應用需求，與采用分立元件或集成芯片組成的信號發(fā)生器相比，其產(chǎn)生的波形單一，幅值、頻率等參量不易調節(jié)，信號峰峰值也受制于器件，多數(shù)信號發(fā)生芯片產(chǎn)生的波形峰峰值不超過5 V而不能滿足特定的要求. 磁通門的激勵信號峰峰值要求比5 V大很多，因此一般的信號源不能適應這種應用需求. 采用數(shù)字芯片CPLD為核心元件構建正弦波和方波互為轉換電路，用于產(chǎn)生幅值、頻率等參量可調的正弦波或方波信號. 設計了轉換電路與CPLD的程序，進行了相關功能模塊的仿真實驗，轉換電路的實驗測試驗證了電路設計的正確性和有效性.

參考文獻：

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[7] 黎洪生. 基于CPLD的超聲波水位測量系統(tǒng)的研究[D]. 武漢:武漢理工大學，2010．