樂(lè)珺，姚恩濤，張明偉，曹吉康

（南京航空航天大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院，江蘇南京210016）

基于AD637的直流電源紋波真有效值測(cè)量電路設(shè)計(jì)

樂(lè)珺，姚恩濤，張明偉，曹吉康

（南京航空航天大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院，江蘇南京210016）

紋波是直流電源品質(zhì)的重要評(píng)定參數(shù)。選用真有效值交/直流轉(zhuǎn)換器AD637為電路核心，針對(duì)小紋波測(cè)試，在隔離掉直流成分對(duì)信號(hào)進(jìn)行放大時(shí)，由于放大器有限的帶寬，會(huì)導(dǎo)致信號(hào)衰減引起誤差。針對(duì)不同頻率段的紋波，設(shè)計(jì)了不同頻帶范圍的2階濾波放大電路，并結(jié)合不同頻帶的等效修正系數(shù)，對(duì)相應(yīng)的紋波分量進(jìn)行修正。實(shí)驗(yàn)表明，該方法可以減小紋波測(cè)試中由于放大器帶寬引起的測(cè)量誤差。

紋波；真有效值轉(zhuǎn)換器AD637；分段補(bǔ)償電路；等效修正系數(shù)

紋波會(huì)產(chǎn)生諧波，降低電源工作效率，干擾數(shù)字電路的邏輯關(guān)系，甚至產(chǎn)生浪涌電壓或電流，燒毀電器，給電子設(shè)備的正常工作帶來(lái)隱患。因此，紋波是電源品質(zhì)的一個(gè)重要參數(shù)，一般用有效值或峰峰值來(lái)表示。

測(cè)量紋波的方法大致可以分為兩種：電壓測(cè)量法和電流測(cè)量法。電壓測(cè)量法適用于恒壓源，或者紋波性能要求不高的恒流源；電流測(cè)量法一般用于測(cè)量紋波性能要求較高的恒流源。電壓測(cè)量法是用示波器測(cè)量疊加在直流電壓上的交流紋波電壓。電流測(cè)量是測(cè)量疊加在直流上的交流紋波電流，能得到更加真實(shí)的紋波信號(hào)，適用于對(duì)紋波值要求較小的電流源[1]。

本文針對(duì)小紋波電壓源，研究了一種紋波真有效值測(cè)量方法，在隔直、放大紋波時(shí)，考慮到放大器有限帶寬引起的誤差，在基于AD637測(cè)量電路的基礎(chǔ)上，研究了一種分段補(bǔ)償技術(shù)，提高紋波測(cè)試精度。

1 紋波真有效值測(cè)量

1.1 真有效值

紋波電壓有效值測(cè)量芯片品種很多，如AD536、AD636、AD736、AD637等真有效值交/直流轉(zhuǎn)換器，其中AD637具有較高的精度和較寬的頻帶，因此選擇AD637進(jìn)行電路設(shè)計(jì)。

1.2AD637的工作原理

AD637的原理圖如圖1所示，主要有4個(gè)部分：絕對(duì)值電路（動(dòng)態(tài)調(diào)整），平方/除法器，濾波電路，緩沖放大器。其計(jì)算公式為：

直流或交流的輸入電壓，經(jīng)過(guò)整流器A1，A2轉(zhuǎn)化為單極電流，1驅(qū)動(dòng)平方除法器電路的一個(gè)輸入端，平方除法器完成的運(yùn)算為：。平方除法器的輸出電流4驅(qū)動(dòng)A4和外部的平均電容CAV構(gòu)成了一個(gè)低通濾波器，該濾波器的輸出用于給A3提供分母電流3，并返回至平方/除法器完成隱式真有效值的計(jì)算，，從而使得OUT=IN。

圖1AD637的原理圖

2 AD637靜態(tài)特性測(cè)試

用不同頻率不同幅值的信號(hào)作為輸入，驗(yàn)證AD637的線性度。實(shí)驗(yàn)中用峰峰值為6～14V，頻率分別為50 Hz的正弦信號(hào)和1 kHz的方波信號(hào)作為輸入，得到AD637靜態(tài)特性曲線，如圖2所示。

圖2AD637的靜態(tài)特性測(cè)試曲線

由上述對(duì)AD637線性度的驗(yàn)證實(shí)驗(yàn)可以看出，AD637具有非常小的遲滯誤差，可以準(zhǔn)確測(cè)量不同頻率不同幅值信號(hào)的真有效值。無(wú)論是周期信號(hào)還是非周期信號(hào)，AD637都能滿足高精度的要求。

3 紋波測(cè)量電路的設(shè)計(jì)

紋波電壓的測(cè)量原理是先對(duì)輸入信號(hào)隔直，由于紋波信號(hào)的幅值較小，因此電路中需要對(duì)其進(jìn)行放大，再將放大后的信號(hào)輸入交/直流真有效值轉(zhuǎn)換器AD637。

針對(duì)紋波頻帶寬、幅值小的特點(diǎn)，選用帶寬為60 M的單運(yùn)放OP37，對(duì)紋波放大11倍后，輸入至AD637。由于運(yùn)放帶寬的限制，單獨(dú)的放大電路會(huì)使得高頻紋波被抑制。因此為了精確測(cè)量紋波電壓的準(zhǔn)確值，通過(guò)設(shè)計(jì)低通、帶通和高通三種不同頻帶范圍的濾波放大電路，盡可能減小輸入至AD637時(shí)紋波的損失。對(duì)濾波器進(jìn)行Multisim仿真，得出幅頻特性曲線，比較實(shí)際濾波器與理想濾波器的差異，計(jì)算出不同濾波器的等效修正系數(shù)，最終將測(cè)量值與等效系數(shù)相結(jié)合，對(duì)相應(yīng)的紋波分量進(jìn)行修正。

3.1 低通濾波器的設(shè)計(jì)

紋波電壓的初步測(cè)量電路如圖3所示，主要分為放大部分和AD637的有效值測(cè)量電路，1為電源輸出電壓，經(jīng)過(guò)C1隔直后，進(jìn)入放大電路。

通過(guò)Multisim對(duì)放大電路進(jìn)行仿真(圖4)，用1V、500 kHz的正弦信號(hào)作為模擬信號(hào)源，仿真電路如圖4(a)所示，用XSC1和XSC2分別觀察輸入和輸出信號(hào)的波形。XBP1用于觀察電路的幅頻特性曲線，如圖4(b)所示。

圖3 紋波測(cè)量電路

圖4 低通濾波電路的仿真與設(shè)計(jì)

從幅頻特性曲線可以看出，放大電路實(shí)際是一個(gè)截止頻率為757 kHz的低通濾波器。為盡量減小紋波損失，需要根據(jù)放大電路的截止頻率，設(shè)計(jì)帶通和高通濾波器捕獲頻率大于757 kHz的紋波電壓，提高電路的測(cè)量精度。

3.2 帶通濾波器的設(shè)計(jì)

3.2.1 電路設(shè)計(jì)

帶通濾波器的電路形式有很多，圖5是無(wú)限增益多反饋環(huán)形濾波器的二環(huán)典型電路，帶通濾波器的中心頻率和帶寬之間的關(guān)系為：

電壓放大倍數(shù)：

圖5 多反饋二環(huán)濾波器典型電路

阻尼系數(shù)：

中心角頻率：

將第一個(gè)濾波器的截止頻率757 kHz作為帶通濾波器的下限頻率L，取品質(zhì)因素=2，放大倍數(shù)與原放大電路倍數(shù)相同取11，由式(2)～式(8)可以確定各參數(shù)值，從而確定濾波器的傳遞函數(shù)為：

3.2.2 電路仿真分析

用Multisim對(duì)帶通濾波器進(jìn)行仿真，仿真中用1V、900 kHz的正弦信號(hào)作為模擬信號(hào)源，如圖6所示。

圖6 帶通濾波器的頻率特性

3.2.3 等效修正系數(shù)

窄脈沖具有很寬的頻帶和平坦的頻譜分布，因此在某一指定的頻率段，可以將紋波作為白噪聲來(lái)處理。將濾波器對(duì)不同頻帶紋波的放大倍數(shù)與理想情況下帶通濾波器的幅頻特性作比較，計(jì)算修正系數(shù)，對(duì)實(shí)驗(yàn)結(jié)果進(jìn)行修正。

設(shè)計(jì)出的帶通濾波器是對(duì)一個(gè)頻率段的紋波作了不同程度的放大，理想情況下是對(duì)需要的頻段放大11倍，而對(duì)于其他頻率完全截止，兩者對(duì)比如圖6(b)所示。

因此可將帶通濾波器的等效修正系數(shù)定義為：對(duì)理想濾波器放大倍數(shù)在相應(yīng)頻率段上的積分與對(duì)實(shí)際濾波器的放大倍數(shù)在對(duì)紋波有放大作用的頻率段上的積分之比。用1表示修正系數(shù)，可計(jì)算為：

由濾波器的傳遞函數(shù)可將其幅頻特性曲線表示為：

3.3 高通濾波器的設(shè)計(jì)

3.3.1 電路設(shè)計(jì)

圖7所示的電路，虛線框內(nèi)是一種增益為1的高通濾波器，通過(guò)計(jì)算，選擇合理的參數(shù)讓其測(cè)量的頻帶范圍滿足要求。

圖7 帶有增益的高通濾波器

對(duì)于節(jié)點(diǎn)1可列方程：

對(duì)于節(jié)點(diǎn)2可列方程：

聯(lián)立上述方程組，可得濾波器的傳遞函數(shù)：

由于帶通濾波器的上限截止頻率為1 MHz，因此該值需要作為高通濾波器的下限截止頻率，確定參數(shù)后，高通濾波器的傳函可表示為：

放大電路的倍數(shù)為11，因此需要在高通濾波器的前面再加一級(jí)放大電路，如圖8所示。

圖8 高通濾波器的幅頻特性及數(shù)值對(duì)比

3.3.2 仿真分析

用Multisim對(duì)高通濾波器進(jìn)行仿真，1V、1.5 MHz的正弦信號(hào)作為模擬信號(hào)源，濾波器的幅頻特性如圖8(a)所示。

由仿真得出的高通濾波器幅頻特性可以看出，濾波器的下限截止頻率為981 kHz，中心頻率為2.5 MHz，滿足設(shè)計(jì)要求。

3.3.3 等效修正系數(shù)

由于AD637測(cè)量交流信號(hào)的最高頻率為8 MHz，因此在計(jì)算等效系數(shù)時(shí)，可將高通濾波器看作測(cè)量頻帶范圍為980 kHz～8 MHz的帶通濾波器。

與帶通濾波器類似，將高通濾波器等效修正系數(shù)定義為：對(duì)理想濾波器放大倍數(shù)在相應(yīng)頻率段上的積分與對(duì)實(shí)際濾波器的放大倍數(shù)在對(duì)紋波有放大作用的頻率段上的積分之比。圖8(b)為理想高通濾波器與實(shí)際值的對(duì)比。

由高通濾波器的傳遞函數(shù)可將其幅頻特性表示為：

電路最終的測(cè)量結(jié)果為三路濾波放大電路的疊加和除以對(duì)紋波的放大倍數(shù)，表示為：

4 測(cè)量電路的工作原理

改進(jìn)的直流電源紋波測(cè)量電路如圖9所示，C1為隔直電容，選擇電容器的耐壓值需大于直流電源輸出的最大電壓。CD4052為4路選擇開關(guān)，由上位機(jī)控制接通，U6為電路的核心器件AD637，其輸入為濾波放大后的信號(hào)，以直流電壓的形式輸出交流成分的真有效值。將每一路AD637的輸出值乘以修正系數(shù)后的計(jì)算結(jié)果相加，得出最終的測(cè)量結(jié)果。

圖9 改進(jìn)后的紋波測(cè)試電路

實(shí)驗(yàn)發(fā)現(xiàn)，電路在測(cè)量直流高壓的紋波時(shí)，高壓在接通的一瞬間，會(huì)被當(dāng)作交流通過(guò)電容，到達(dá)運(yùn)放的輸入端，使得OP37瞬間的輸入電壓過(guò)高導(dǎo)致燒毀。因此電路中，在B點(diǎn)到地串聯(lián)2個(gè)方向相反的6V穩(wěn)壓管，起雙向穩(wěn)壓保護(hù)后面電路的作用。

5 實(shí)驗(yàn)與分析

實(shí)驗(yàn)中用幅值可調(diào)的穩(wěn)壓源作為電路輸入，用安捷倫數(shù)字電壓表測(cè)量經(jīng)過(guò)隔直電容之后紋波的真有效值，將原電路的測(cè)量結(jié)果與改進(jìn)后電路的測(cè)量結(jié)果作對(duì)比，如表1所示，從而驗(yàn)證改進(jìn)方案能否提高電路對(duì)交流信號(hào)有效值的測(cè)試精度。

表1 原電路與增加濾波器之后的電路對(duì)直流電源紋波測(cè)量值的對(duì)比

實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，原電路的輸出與安捷倫電壓表測(cè)量的準(zhǔn)確值有較大的誤差，經(jīng)過(guò)濾波器電路補(bǔ)償及等效修正系數(shù)的計(jì)算后，準(zhǔn)確度得到了很大的提高，減小了實(shí)驗(yàn)中由于放大器帶寬而引起的測(cè)量誤差。

6 結(jié)論

本文介紹了一種以AD637為核心器件的直流電源電壓紋波真有效值測(cè)量電路，并提出了一種由于運(yùn)放帶寬限制不能準(zhǔn)確測(cè)量紋波有效值的解決方案，將輸入至AD637的紋波損失減至最小，通過(guò)濾波器補(bǔ)償電路大大提高了測(cè)量結(jié)果的準(zhǔn)確性。該電路輸出穩(wěn)定，精確度高。通過(guò)增加多路開關(guān)，可實(shí)現(xiàn)多路直流電源電壓紋波的測(cè)量，適用于航空電源測(cè)試設(shè)備等精確度要求高的測(cè)量?jī)x器中。

[1]田芳寧，孫國(guó)強(qiáng).電源紋波分析測(cè)試與抑制[J].電子質(zhì)量，2012 (3)：12-14.

Design ofmeasurement circuit on true RMS for DC power ripple based onAD637

LE Jun,YAO En-tao,ZHANG Ming-wei,CAO Ji-kang

Ripple was an important parameter in DC power quality evaluation.The true RMS-to-DC ConverterAD637 was chosen as the core of the circuit.According to the small ripple test,after isolated DC component,the operational amplifier was used to amplify the signal.Some errors would be caused by the limited bandwidth of the amplifier because of signal attenuation.Second-order filtering amplifier circuit aimed at the ripple of different frequency band was designed and combined with equivalent correction factor of different frequency band to correct corresponding ripple component.The experiment result shows that thismethod can reduce themeasuring error caused by the limited bandwidth of amplifier in DC ripple test.

ripple;true RMS-to-DC converterAD637;section compensation circuit;equivalent correction coefficient

TM 13

A

1002-087 X(2014)10-1926-04

2014-03-01

江蘇省科技支撐計(jì)劃資助項(xiàng)目(BE2010191)

作者姓名：樂(lè)珺(1991—)，女，安徽省人，碩士研究生，主要研究方向?yàn)橛?jì)算機(jī)測(cè)控。