吳冬春，闞加榮，吳云亞，顧春雷，王昆凡

（鹽城工學(xué)院，江蘇鹽城224051）

低壓微電網(wǎng)中并網(wǎng)逆變器的工程實現(xiàn)

吳冬春，闞加榮，吳云亞，顧春雷，王昆凡

（鹽城工學(xué)院，江蘇鹽城224051）

逆變器側(cè)電流反饋具有穩(wěn)定性強、單閉環(huán)控制、參數(shù)設(shè)計簡單和系統(tǒng)成本較低的優(yōu)點，但是它屬于電網(wǎng)電流間接控制，導(dǎo)致并網(wǎng)功率因數(shù)較低，并且電網(wǎng)電流中還包含由電網(wǎng)電壓引起的低次諧波電流。為保留其優(yōu)點并克服其缺點，提出了一種適用于逆變器側(cè)電流反饋LCL并網(wǎng)逆變器的完全電網(wǎng)電壓前饋控制策略，該策略能完全消除電網(wǎng)電壓對電網(wǎng)電流的影響，并且并網(wǎng)功率因數(shù)得到了很大的提升。該控制策略在工程實現(xiàn)的過程中，任何一個環(huán)節(jié)上出現(xiàn)的誤差都會導(dǎo)致并網(wǎng)電流波形質(zhì)量的下降。結(jié)合在工程實踐中遇到的問題，主要從鎖相環(huán)、工頻周期的檢測和逆變器輸出電壓頻率的調(diào)節(jié)方面提出了改進措施。實驗結(jié)果表明，所提控制策略正確，工程實現(xiàn)改進措施有效。

并網(wǎng)逆變器；LCL濾波器；低次諧波電流；電網(wǎng)電壓前饋；工程實現(xiàn)

化石能源危機使得分布式發(fā)電(DG)并網(wǎng)技術(shù)越來越受到重視，但是由于其分散性，難以將它們綜合進行管理，增加了不確定因素，降低了發(fā)電效率。而微電網(wǎng)是從系統(tǒng)的角度將多臺DG與負載組成單一的可控單元，只有一個接口與大電網(wǎng)相連[1]。與單個DG相比，微電網(wǎng)更能充分發(fā)揮DG的各項優(yōu)勢，實現(xiàn)大規(guī)模并網(wǎng)，同時向用戶提供不間斷電源(UPS)服務(wù)。

由于微電網(wǎng)包含本地負載，不論電網(wǎng)供電是否正常，都要對微電網(wǎng)范圍中的敏感負載持續(xù)供電，即微電網(wǎng)運行有并網(wǎng)運行模式和孤島運行模式[2-3]。微電網(wǎng)中，作為連接分布式發(fā)電裝置與交流電網(wǎng)接口的逆變器主要有三種控制方式：直接電流控制方式[4-5]，直接功率控制方式[6-7]，間接電流控制方式（即頻率/幅值調(diào)節(jié)方法）[8-12]。為了獲取較好的電網(wǎng)電流和較快的暫態(tài)響應(yīng)，在并網(wǎng)運行模式下，逆變器常采用直接電流控制方式或者直接功率控制方式，但是逆變器在孤島運行模式下必須采用電壓控制方式，逆變器在控制方式轉(zhuǎn)換過程中必須要解決無縫切換的問題，這給控制增加了很大的困難。由于間接電流的并網(wǎng)控制中，逆變器采用電壓控制方式，從而負載電壓能夠?qū)崿F(xiàn)在不同并網(wǎng)模式下的平滑轉(zhuǎn)換，其中頻率和幅值下垂控制[11-12]以其無互聯(lián)控制線的優(yōu)點而受到研究人員的青睞。

采用下垂控制時，在并網(wǎng)運行模式下需要檢測電網(wǎng)頻率作為逆變器的參考頻率，因此該頻率的檢測精度直接決定了控制效果，但是由于處理信號的模擬器件參數(shù)存在溫漂以及電子開關(guān)引起的電磁干擾的影響，該檢測值存在很大的波動，這相當(dāng)于對系統(tǒng)引入了擾動。下垂控制的內(nèi)容之一就是對逆變器輸出電壓頻率的調(diào)節(jié)，頻率調(diào)節(jié)的精度也直接影響到控制的效果。采用復(fù)雜的控制方法可實現(xiàn)較高精度的控制，但會造成控制可靠性的降低，所以工程上往往采用最基本的控制方法。因此，為保證控制精度，工程上必須保證檢測量和可調(diào)節(jié)參數(shù)的精度。

關(guān)于并網(wǎng)逆變器在工程實現(xiàn)方面的參考資料較少，本文在實驗調(diào)試的過程中，基于TMS320F28335DSP提出了快速鎖相環(huán)、高精度電網(wǎng)電壓頻率檢測方法和逆變器輸出電壓頻率調(diào)節(jié)方法。實驗結(jié)果證明所提方法正確、有效。

1 下垂控制并網(wǎng)逆變器基本原理

圖1 并網(wǎng)逆變器等效電路

圖2 逆變器雙閉環(huán)控制策略

瞬時電流內(nèi)環(huán)、電壓外環(huán)控制的電壓型逆變器可以等效為一個受控電壓源與逆變器等效輸出阻抗相串聯(lián)，因此，單相全橋型逆變器作為并網(wǎng)接口裝置的等效電路如圖3所示。圖3中，+為逆變器等效輸出阻抗與逆變器、電網(wǎng)之間線路阻抗之和。

圖3 并網(wǎng)逆變器等效電路

圖4給出了并網(wǎng)逆變器單位功率因數(shù)時電壓電流的矢量圖。下面從不同的角度來描述圖3所示的并網(wǎng)逆變器等效電路。

圖4 單位功率因數(shù)時的矢量圖

根據(jù)圖3中所示各量，得進網(wǎng)電流為：

在電流環(huán)積分參數(shù)較大時，逆變器等效輸出阻抗中阻性分量很小，且由于逆變器與電網(wǎng)間串接的電感，可近似認為≈0。則進網(wǎng)的視在功率大小為：

其中：對式(3)進行微分，得：

在時間內(nèi)，逆變器和電網(wǎng)之間的相位差變化為：

將式(7)代入式(6)，得：

同理對式(4)進行微分可得：

從式(8)和式(9)可以看出，調(diào)節(jié)逆變器的頻率可以調(diào)節(jié)電網(wǎng)吸收的有功功率，調(diào)節(jié)逆變器的幅值就可以調(diào)節(jié)電網(wǎng)吸收的無功功率。因此，目前電壓控制型并網(wǎng)逆變器常用的一種控制方法就是下垂控制法，采用的控制方程和示意圖如式(10)和圖5所示。

圖5 逆變器并網(wǎng)下垂控制示意圖

根據(jù)式(10)可知，并網(wǎng)逆變器能夠?qū)崿F(xiàn)有功功率和無功功率基準(zhǔn)值的跟蹤?；谝陨戏治觯岢隽嘶谙麓沟挠泄φ{(diào)節(jié)逆變器頻率、無功調(diào)節(jié)逆變器幅值的電壓控制型并網(wǎng)逆變器方案，整體系統(tǒng)框圖如圖6所示。

圖6 電壓控制型并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)框圖

圖6中，在逆變器并網(wǎng)以前，首先通過鎖相環(huán)(PLL)使逆變器相位跟蹤上電網(wǎng)電壓，兩者相位差在允許范圍內(nèi)時，閉合開關(guān)S。由電網(wǎng)電壓和進網(wǎng)電流計算出逆變器向電網(wǎng)輸出的有功功率和無功功率，將這兩個量分別作為有功功率下垂和無功功率下垂的反饋量，而這兩個閉環(huán)的基準(zhǔn)*和*則由對前級Boost電路輸出電壓的控制得到逆變器電壓基準(zhǔn)所需補償?shù)念l率Δ和幅值Δ，將Δ和Δ與檢測到的電網(wǎng)電壓頻率和幅值相加，就得到逆變器基準(zhǔn)電壓的頻率和幅值，經(jīng)正弦波發(fā)生器就可以得到逆變器基準(zhǔn)電壓的基波ref。為使逆變器具有較快的動態(tài)特性，逆變器采用電感電流瞬時值內(nèi)環(huán)、輸出電壓外環(huán)的控制方式。本系統(tǒng)的控制全部在DSP中實現(xiàn)。

2 電壓控制型并網(wǎng)逆變器方案的工程實現(xiàn)

在圖6所示的控制框圖中，任何一個環(huán)節(jié)的誤差都會導(dǎo)致并網(wǎng)電流波形質(zhì)量的下降，本文結(jié)合在工程實踐中遇到的問題，主要從鎖相環(huán)、工頻周期的檢測和逆變器輸出電壓頻率的調(diào)節(jié)進行說明。

2.1 基于基準(zhǔn)相位的鎖相環(huán)

在靜態(tài)開關(guān)S閉合實現(xiàn)逆變器并網(wǎng)之前，必須保證逆變器輸出電壓的相位接近電網(wǎng)電壓的相位，然后再通過下垂控制實現(xiàn)逆變器的并網(wǎng)控制。在兩者相位差較大的情況下，直接閉合S會導(dǎo)致較大的沖擊電流，甚至損壞系統(tǒng)。為保證系統(tǒng)穩(wěn)定可靠地實現(xiàn)并網(wǎng)，必須保證鎖相環(huán)的精度和穩(wěn)定性。傳統(tǒng)鎖相環(huán)采用如圖7所示的控制方法。檢測電網(wǎng)電壓和逆變器之間的相位差，根據(jù)該相位差實現(xiàn)對逆變器輸出頻率的調(diào)節(jié)，保證逆變器輸出電壓平滑，但是該方法中需要檢測兩個信號的相位，從而得到電網(wǎng)電壓和逆變器輸出電壓之間的相位差。

圖7 傳統(tǒng)鎖相環(huán)控制示意圖

采用DSP控制時，逆變器電壓的基準(zhǔn)值是存放在數(shù)組中的多個數(shù)，例如本文采用TI公司生產(chǎn)的TMS320F28335，時鐘頻率150 MHz，逆變器開關(guān)頻率為15 kHz，載波為連續(xù)增減計數(shù)模式的計時器，其周期為5000，每個載波周期實現(xiàn)兩次調(diào)制信號的計算，即逆變器輸出電壓的基準(zhǔn)值總共有600個數(shù)據(jù)，則每兩個數(shù)據(jù)之間的相位差為0.6°，這個相位差完全能適應(yīng)鎖相精度的要求。

本文中，逆變器的控制方式采用電感電流內(nèi)環(huán)、輸出電壓外環(huán)，在設(shè)計電壓和電流閉環(huán)控制參數(shù)時，必須保證逆變器的輸出電壓緊緊跟隨基準(zhǔn)值的變化，即逆變器輸出電壓的相位與其基準(zhǔn)值相位基本相同。因此，只要檢測電網(wǎng)電壓的相位，并將該相位值與逆變器電壓基準(zhǔn)值的位置相比較，就能夠得出兩者之間的相位差，具體的鎖相環(huán)實現(xiàn)流程如圖8所示。

圖8中，Deg(sin)為基準(zhǔn)正弦表的序號，在0＜Deg(sin)＜5時，可以認為電網(wǎng)電壓與逆變器輸出電壓之間相位差很小，足以保證并網(wǎng)時系統(tǒng)的安全。

圖8 改進鎖相環(huán)控制示意圖

2.2 工頻周期高精度電網(wǎng)頻率檢測

電網(wǎng)頻率的檢測是通過將電網(wǎng)電壓檢測到的交流信號轉(zhuǎn)換成方波信號，然后通過DSP的信號捕獲端口(ECAP)實現(xiàn)頻率值的檢測。圖9為正弦信號轉(zhuǎn)換為方波信號的電路圖。圖9中，經(jīng)運放芯片U8A實現(xiàn)對電網(wǎng)電壓的跟隨，比較器芯片U11實現(xiàn)正弦信號的過零比較，就可以將正弦信號轉(zhuǎn)變?yōu)榉讲ㄐ盘?，反相器芯片U10B、U10C將有一定上升沿坡度的信號整形，得到上升沿陡峭的方波信號。

圖9 交流信號轉(zhuǎn)變?yōu)榉讲ㄐ盘柕碾娐穲D

將圖9中ECAP1信號連接至DSP的捕獲端口，則捕獲端口在第一次檢測到上升沿時啟動DSP的計時器，在捕獲端口第二次檢測到上升沿的時刻記錄下計時器的數(shù)據(jù)，就可以得到方波信號的周期，從而得到電網(wǎng)電壓的周期和頻率值。但是由于圖9中模擬電子器件存在溫漂等一系列影響參數(shù)特性的因素，因而每次檢測到的頻率值會存在一定的誤差，從式(10)可以看出，電網(wǎng)頻率值檢測不準(zhǔn)確直接影響到逆變器輸出功率的大小，造成輸出功率隨檢測值的變化而變化。

通過實驗發(fā)現(xiàn)，雖然檢測到的電網(wǎng)頻率值存在較大波動，但是有一個明顯的特征，就是頻率的波動存在一定的規(guī)律，即波動基本上在電網(wǎng)電壓頻率的上下按照一次大、一次小的規(guī)律，如果將幾次（本文編程時選擇8次）檢測到的頻率值求平均，那么得到的電網(wǎng)電壓平均值基本穩(wěn)定。但隨之而來的問題是，如果每8個工頻周期得到1個電網(wǎng)電壓的頻率值，那么在電網(wǎng)頻率變化時，就不能及時檢測出電網(wǎng)電壓的變換，因此，本文提出一種新的檢測電網(wǎng)頻率值的方法，具體流程如圖10所示。

圖10中，per_a存放8次檢測到的電網(wǎng)電壓的周期值之和，deg_cap為檢測電網(wǎng)電壓周期的序號，范圍為0～8，per_i [deg_cap]存放本次檢測到的電網(wǎng)電壓的周期值，ECap2Regs. CAP1為DSP的ECAP模塊在檢測到信號上升沿時得到的電網(wǎng)電壓周期值相關(guān)的一個數(shù)據(jù)，per_b將per_a的值除以8，即得到8次電網(wǎng)電壓周期的平均值。在實驗過程中，per_a始終都是存放最近8個工頻周期內(nèi)檢測到的周期值之和。

圖10 新的電網(wǎng)頻率檢測方法

與常用的直接以8個周期為1個循環(huán)求平均值相比，本文所采用的檢測方法能夠快速檢測出電網(wǎng)電壓頻率波動。例如以第1～8個周期為第1個循環(huán)，電網(wǎng)電壓頻率在第9周期發(fā)生了變化，那么傳統(tǒng)的檢測方法要等到第16個周期才能檢測出變化了的周期值；而本文中，由于每個工頻周期都得到1個周期平均值，因此在發(fā)生電網(wǎng)電壓的第9個周期后，就能得到反映頻率變化的周期平均值，因此可以提高下垂控制的精度。

2.3 逆變器輸出電壓的頻率調(diào)節(jié)

DSP中，由于時鐘較高，因此檢測到的對應(yīng)電網(wǎng)電壓周期可以很大，如果電網(wǎng)電壓頻率正好等于50 Hz，那么通過設(shè)置DSP中計時器的分頻系數(shù)，得到圖10中ECap2Regs.CAP1的值為3×106。如果將計算得到的per_b轉(zhuǎn)換成對應(yīng)的頻率值，再經(jīng)過式(10)所示的頻率計算公式得到逆變器輸出電壓基準(zhǔn)值的頻率，那么最終還是需要將頻率值轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的周期，如此大費周折的轉(zhuǎn)換必將在整個過程中造成控制精度的降低。如果式(10)中頻率不參與計算，直接采用電網(wǎng)電壓周期和逆變器輸出電壓周期進行計算，沒有中間環(huán)節(jié)的頻率/與周期相互轉(zhuǎn)換，則計算過程簡單、計算結(jié)果精度高。本文采用的調(diào)頻方法如下文所述。

由于DSP中CAP口檢測到的對應(yīng)一個周期0.02 s的值為3×106，為進一步提高計算效率，將式(13)變換為：

式中：1200=4×10－4×3×106，如此就可以直接利用CAP口檢測到的數(shù)據(jù)進行計算，而不必大費周折進行一系列的轉(zhuǎn)換。

本文采用與采樣電網(wǎng)電壓頻率類似的方法計算逆變器輸出的有功功率和無功功率，1個工頻周期內(nèi)可得到30個有功功率和無功功率值，因此可以適當(dāng)縮短調(diào)節(jié)頻率的周期，本文中選擇60個載波計時器周期調(diào)節(jié)1次逆變器輸出電壓的頻率，即1個工頻周期內(nèi)分5次調(diào)節(jié)頻率值。頻率調(diào)節(jié)流程如圖11所示。

圖11 頻率調(diào)節(jié)流程示意圖

圖11中，每60個工頻周期進行1次頻率調(diào)節(jié)。首先根據(jù)式(14)計算得到逆變器輸出周期所對應(yīng)的DSP時鐘周期的數(shù)量1；然后執(zhí)行per_1=1/600，per_1為整數(shù)，余數(shù)省略，得到的數(shù)值作為載波計時器的周期；執(zhí)行peri_2=((1－((int32) peri_1*600))*0.1)后，得到60個載波周期中兩個周期值的分配比例；執(zhí)行EPwm1Regs.TBSTS.bit.CTRDIR==0為判斷載波計時器是否處于減計時，在減計時的情況下，執(zhí)行載波計時器周期值的改變，在增計時的情況下，載波計時器周期值不變；ji_shu60為對載波時鐘的序號，其范圍是0～60，當(dāng)ji_shu60的范圍不同時，計時器的周期值也不一樣；EPwm1Regs. TBPRD=k_per+1程序為對計時器的周期進行賦值。舉例來說，當(dāng)1=3010121，則per_1=5016，peri_2=52，根據(jù)流程圖，60個載波周期中，有52個載波周期EPwm1Regs.TBPRD= 5017，有8個載波周期EPwm1Regs.TBPRD=5016。如果1個工頻周期中，5次調(diào)頻均采用這種控制方法，則有：(52×5017+8×5016)×2×5=3010120，與上述1個工頻周期內(nèi)調(diào)節(jié)1次時的情況相同，但本文采用方法的調(diào)頻間隔縮小，可大大提高系統(tǒng)的動態(tài)特性。

3 實驗結(jié)果及分析

并網(wǎng)逆變器通過升壓變壓器(110VAC/220VAC)實現(xiàn)并網(wǎng)，控制逆變器輸出有功功率500 W，無功功率0Var。圖12給出了并網(wǎng)逆變器軟啟動、鎖相、并網(wǎng)的過程波形，可以看出系統(tǒng)能夠?qū)崿F(xiàn)各個過程的平穩(wěn)轉(zhuǎn)換。圖13給出了并網(wǎng)逆變器在穩(wěn)定狀態(tài)下的電網(wǎng)電壓、逆變器輸出電壓和并網(wǎng)電流的波形，可以看出并網(wǎng)電流質(zhì)量較好，而且所含低次諧波分量較少。

圖12 系統(tǒng)動態(tài)波形

圖13 系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)波形

4 結(jié)論

本文提出了一種應(yīng)用于逆變器側(cè)電流反饋LCL并網(wǎng)逆變器的電網(wǎng)電壓全反饋控制策略，該系統(tǒng)具有穩(wěn)定性強、控制參數(shù)易設(shè)計、成本較低、并網(wǎng)功率因數(shù)高等一系列優(yōu)點。實驗結(jié)果證明所提策略控制下的LCL并網(wǎng)逆變器具有優(yōu)良性能，同時證明工程實現(xiàn)改進措施有效。

[1]LASSETER R H，PAIGI P.Microgrid：a conceptual solution[C]// Power Electronic Specialists Conference.Aachen，Germany：IEEE，2004：4285-4290.

[2]王成山，肖朝霞，王守相.微網(wǎng)綜合控制與分析[J].電力系統(tǒng)自動化，2008，32(7)：98-103.

[3]CHEN C,WANG Y,LAI J,et al.Design of parallel inverters for smoothmode transfermicrogrid applications[J].IEEE Trans Power Electron,2010,25(1):6-15.

[4]許津銘，謝少軍，肖華鋒.LCL濾波器有源阻尼控制機制研究[J].中國電機工程學(xué)報，2012，32(9)：27-33.

[5]WANG X H,RUAN X B,LIU S W，et al.Full feedforward of grid voltage for grid-connected inverter with LCL filter to suppress current distortion due to grid voltageharmonics[J].IEEE Trans Power Electron，2010，25(12)：3119-3127.

[6]SERPA LA，PONNALURI S，BARBOSA P M，et al.Amodified direct power control strategy allowing the connection of three-phase inverters to the grid through LCL filters[J].IEEE Trans IA，2007，43(5)：1388-1400.

[7]JAIMEALONSO-MART′INEZ，JOAQU′IN ELOY-GARC′IA C，ARNALTES S.Table-based direct power control:a critical review formicrogrid applications[J].IEEE Trans Power Electronics，2010，25(12)：2949-2962.

[8]AHN S J，PARK J W，MOON S I，et al.Power-sharingmethod ofmultiple distributed generators considering controlmodes and configurations of amicrogrid[J].IEEE Trans on PD，2010，25(3)：2007-2016.

[9]GUERRERO J M，VáSQUEZ J C，MATAS J，et al.Control strategy for flexiblemicrogrid based on parallel line-interactive UPS systems [J].IEEE Trans on IE，2009，56(3)：726-736.

[10]GUERRERO J M,VASQUEZ J C，JOSé MATAS，et al.Hierarchical control of droop-controlledAC and DCmicrogrids-a general approach toward standardization[J].IEEE Trans on Industrial Electronics,2011，58(1)：158-172.

[11]LI Y W,KAO C N.An accurate power control strategy for powerelectronics-interfaced distributed generation units operating in a low-voltagemultibusmicrogrid[J].IEEE Trans Power Electronics，2009，24(12)：2977-2988.

[12]吳云亞，闞加榮，謝少軍.適用于低壓微電網(wǎng)的逆變器控制策略設(shè)計[J].電力系統(tǒng)自動化，2012，36(6)：39-44.

Engineering realization of grid-connected inverter in low voltagemicrogrid

WU Dong-chun,KAN Jia-rong,WU Yun-ya,GU Chun-lei,WANG Kun-fan

Stronger stability,single-current loop,easy design for control parameters and low cost were the advantages of the LCL grid-connected inverter.However,the grid current was controlled indirectly,then the the power factor at grid-side was low.Moreover,the grid current was contained a lot of low-orderharmonic,which results low-orderharmonic in grid voltage.A full grid-voltage feed-forward was proposed to overcome its shortcomings and reserve itsmerits,which can cancel out the effect of grid voltage to grid current and the power factor at grid-side was approximately equal to 1.During the process of the engineering realization for the control strategy,whichever errors would result in a decline in the quality of the current waveform.With the problems in the engineering practice, improvementmeasures were proposed,which were for phase-locked loop,for the detection of frequency cycle,and for the regulation of the frequency of the inverter output voltage.Experimental results verify that the control strategy is excellent and the improvementmeasures of the engineering realization is valid.

grid-connected inverter;LCL filter;low-orderharmonic current;grid voltage feed-forward;engineering realization

TM 464

A

1002-087 X(2014)10-1917-05

2014-03-12

國家自然科學(xué)基金(51107108)

吳冬春(1975—)，男，江蘇省人，碩士，主要研究方向為電力電子及計算機控制技術(shù)。