袁義生，胡盼安，伍群芳

(華東交通大學(xué)電氣學(xué)院，江西南昌330013)

一種Flyback-Boost非隔離型高增益直流變換器

袁義生，胡盼安，伍群芳

(華東交通大學(xué)電氣學(xué)院，江西南昌330013)

提出一種Flyback變換器與Boost變換器相結(jié)合的非隔離型高增益直流變換器。該變換器中的Flyback變換器變壓器原邊電感和Boost變換器電感共用，F(xiàn)lyback變換器的開關(guān)管和Boost變換器開關(guān)管共用，F(xiàn)lyback變換器的輸出和Boost變換器的輸出串聯(lián)，變壓器漏感能量能夠回饋到Boost變換器的輸出，從而獲得高增益高效率特性。電路具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、開關(guān)器件電壓應(yīng)力減少的優(yōu)點(diǎn)。詳細(xì)分析了拓?fù)涔ぷ髟?、電壓增益與效率特性。制作了一臺(tái)100kHz開關(guān)頻率/80W負(fù)載/24V輸入/200V輸出的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，樣機(jī)在輕載下可達(dá)到91.6%的效率，實(shí)驗(yàn)波形驗(yàn)證了理論分析的正確性。

反激變換器;Boost變換器;高增益;組合變換器

1 引言

在小功率的光伏或燃料電池發(fā)電系統(tǒng)［1-3］中，因?yàn)殡姵仉妷汉艿停ǔＰ枰妷涸鲆娓哌_(dá)10倍以上的直流變換器將其升壓后經(jīng)逆變器輸出。由于系統(tǒng)輸入功率有限，使得變換器的工作效率尤其重要，因此適合中小功率的高增益高效率的直流變換器研究成為關(guān)鍵問題。經(jīng)典Boost變換器要實(shí)現(xiàn)高電壓增益需寬占空比導(dǎo)通，然而寬占空比導(dǎo)通、高壓輸出下二極管反向恢復(fù)會(huì)造成嚴(yán)重的開關(guān)損耗及電磁干擾等問題;高匝比的反激變換器可以實(shí)現(xiàn)高電壓增益，但在低壓輸入高壓輸出的場(chǎng)合原邊匝數(shù)少，漏感大，需箝位電路限制開關(guān)器件電壓應(yīng)力，能量不能高效地傳輸。

針對(duì)傳統(tǒng)變換器應(yīng)用在新能源低壓供電系統(tǒng)中的問題，國(guó)內(nèi)外學(xué)者提出了多種高增益變換器［4-12］。傳統(tǒng)耦合電感變換器可提高電壓增益，但帶來(lái)電壓應(yīng)力和效率等問題。文獻(xiàn)［7］通過耦合電感疊加在Boost變換器的輸出以提高電壓增益，而且其開關(guān)管漏源電壓等級(jí)保持不變，但其輸入電流斷續(xù)需并聯(lián)大電容濾波。文獻(xiàn)［8-12］針對(duì)耦合電感Boost變換器電壓應(yīng)力問題提出有源箝位、交錯(cuò)并聯(lián)等方法，可以有效限制開關(guān)管電壓應(yīng)力，利用漏感能量實(shí)現(xiàn)高增益高效率變換，但電路結(jié)構(gòu)和控制變得復(fù)雜，可靠性降低［13］。

文獻(xiàn)［14，15］提出Boost與Flyback相結(jié)合的變換器(Boost-Flyback Converter，BFC)，相當(dāng)于Flyback變換器變壓器原邊電感和Boost變換器電感共用。本文在單路BFC的基礎(chǔ)上結(jié)合文獻(xiàn)［16］提出的減少能量重復(fù)傳遞的思想，即部分輸入功率通過旁路直接到輸出，提出一種Flyback-Boost非隔離型高增益直流變換器。該變換器保留了傳統(tǒng)Flyback變換器器件數(shù)目少、電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單的優(yōu)點(diǎn)，與文獻(xiàn)［14］所提變換器一樣都采用傳統(tǒng)PWM控制調(diào)節(jié)輸出電壓，但本文所提變換器電壓增益和效率更高。文獻(xiàn)［15］采用兩路交錯(cuò)BFC可以得到較高電壓增益的變換器，該變換器在斷續(xù)電流模式(Discontinued Current Mode，DCM)下采用變頻控制可以實(shí)現(xiàn)開關(guān)管零電壓開通，使得工作效率更高，但開關(guān)管零電壓開通的實(shí)現(xiàn)要求變換器工作在DCM模式，這使得其在小功率的場(chǎng)合應(yīng)用復(fù)雜化，且輸出電壓不可調(diào)節(jié)。

本文所提變換器將輸入電壓串聯(lián)到輸出電壓，既可以減小功率器件的尺寸又可以提高電壓增益，在利用漏感能量的同時(shí)減少開關(guān)電壓應(yīng)力，提升電路效率。變換器有連續(xù)電流模式(Continued Current Mode，CCM)與斷續(xù)電流模式兩種工作模式，本文詳細(xì)分析了CCM模式下變換器的工作過程和性能，對(duì)比CCM與DCM兩種模式并得到電路的外特性方程和曲線，然后用實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證理論的正確性。

2 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與工作模態(tài)分析

2.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

Flyback-Boost非隔離型高增益直流變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。變壓器原副邊繞組匝數(shù)為Np與Ns，原邊勵(lì)磁電感和勵(lì)磁電流為L(zhǎng)m與im，原邊漏感和原邊電流為L(zhǎng)k與ip;開關(guān)管Q輸出電容為Cs，漏源電壓為uds;Flyback變換器輸出整流管為D1、電容為C1，流經(jīng)電流分別為iD1與iC1;Boost變換器輸出整流管為D2、電容為C2，流經(jīng)電流分別為iD2與iC2;輸入電壓、電流為Uin與iin;輸出電壓、電流為Uo與Io。

圖1 Flyback-Boost非隔離型高增益直流變換器Fig．1Non-isolated Flyback-Boost DC-DC converter with high gains

2.2 工作原理及模態(tài)分析

穩(wěn)態(tài)分析前，先作如下假設(shè):①系統(tǒng)處于穩(wěn)態(tài)狀態(tài)，變換器工作于CCM模式;②輸出電容C1、C2和C3足夠大，輸出電壓Uo與輸出功率Po為固定值，輸入電壓Uin在允許范圍內(nèi)變化;③開關(guān)周期為T，占空比為D;④開關(guān)管與二極管均為理想器件，導(dǎo)通壓降為0。

在此前提下變換器一個(gè)開關(guān)周期T內(nèi)有7個(gè)工作模態(tài)，主要工作波形及主要模態(tài)工作電路示意圖分別如圖2和圖3所示。

圖2 主要波形示意圖Fig．2Main operation waveforms

(1)模態(tài)1［t0～t1］:等效電路如圖3(a)所示。t0時(shí)刻之前，開關(guān)管Q關(guān)斷，iD1減小但不為零;t0時(shí)刻，開關(guān)管Q導(dǎo)通，由于勵(lì)磁電感和漏感的存在，D1繼續(xù)導(dǎo)通，此階段加在漏感Lk上的電壓為uC1/n+ Uin，即:

勵(lì)磁電流im等于原邊電流ip與副邊折射到原邊的電流niD1之和，即:

由式(1)～式(3)得到iD1的表達(dá)式:

經(jīng)Δt1之后，即t1時(shí)刻iD1下降到零，二極管D1反向截止，勵(lì)磁電流下降到最小值im(min)，此模態(tài)結(jié)束，由式(4)可得:

圖3 主要模態(tài)等效電路Fig．3Equivalent circuits of main operation stages

(2)模態(tài)2［t1～t2］:此階段勵(lì)磁電流和原邊電流相等，且在輸入電壓Uin的作用下線性增加，到t2時(shí)刻，開關(guān)管Q關(guān)斷，im由最小值im(min)上升到最大值im(max)，變化量為Δim1，即:

(3)模態(tài)3［t2～t3］:t2時(shí)刻，開關(guān)管Q關(guān)斷，勵(lì)磁電流im和原邊電流ip對(duì)開關(guān)管輸出電容Cs充電，uds上升。

(4)模態(tài)4［t3～t4］:t3時(shí)刻之后，uds滿足n(uds－Uin)＞uC1，輸出二極管D1導(dǎo)通，勵(lì)磁電感通過D1將能量傳遞至電容C1，此階段uds繼續(xù)上升。

(5)模態(tài)5［t4～t5］:等效電路如圖3(b)所示。t4時(shí)刻，uds＞uC2+Uin，二極管D2導(dǎo)通，漏源電壓uds箝位為uC2+Uin，原邊電流開始迅速轉(zhuǎn)移到D2支路上，經(jīng)很短的時(shí)間到t5時(shí)刻，原邊電流全部轉(zhuǎn)移到D2支路，iD2上升至最大值。

(6)模態(tài)6［t5～t6］:忽略勵(lì)磁電流與原邊電流對(duì)開關(guān)管輸出電容Cs充電時(shí)間和能量，認(rèn)為t5時(shí)刻im與ip峰值相等，ip在電壓uC1/n－uC2的作用下線性下降，而im則繼續(xù)通過D1將能量傳遞到副邊，在電壓uC1/n的作用下線性下降，有:

經(jīng)Δt2，即t6時(shí)刻iD2下降到零，漏感能量全部釋放完畢，二極管D2自然關(guān)斷，不引起反向恢復(fù)問題，而iD1上升至最大值im(t6)/n，由式(10)可得:

聯(lián)立式(8)、式(12)和式(13)可得:

(7)模態(tài)7［t6～t7］:等效電路如圖3(c)所示。t6時(shí)刻，開關(guān)管漏源電壓被箝位在uC1/n+Uin，而勵(lì)磁電感Lm繼續(xù)按照式(11)傳遞能量，直到t7時(shí)刻，開關(guān)管Q重新導(dǎo)通，則有:

在t7時(shí)刻之后，勵(lì)磁電流再經(jīng)Δt1下降達(dá)到最小值，變化量為Δim2，有:

在穩(wěn)定狀態(tài)下，Δim1=Δim2，聯(lián)立式(8)和式(17)可得:

3 性能分析

性能分析前，進(jìn)一步假定:①輸入電流iin平均值為Iin，電容電流iC1、iC2的平均值為IC1、IC2;②開關(guān)關(guān)斷的時(shí)間內(nèi)，iD1、iD2的平均值分別為ID1、ID2;③穩(wěn)態(tài)狀況下電容C1和C2放電電流相等。

3.1 下降時(shí)間

穩(wěn)態(tài)狀況下電容C1和C2放電電流相等，因此，通過D1和D2傳遞給C1和C2的電荷在一個(gè)周期內(nèi)也應(yīng)相同，用QC1(in)、QC2(in)和QC1(out)、QC2(out)分別代表一個(gè)周期內(nèi)電容C1和C2充放電電荷，則有:

聯(lián)立式(5)、式(12)、式(15)、式(19)與式(20)可得到Δt1與Io、Δt1與Δt2關(guān)系式，見式(21)和式(22)，Δt1與Io、Δt2與Io的關(guān)系曲線如圖4所示。

3.2 電壓增益

為了簡(jiǎn)化分析，下文均忽略漏感Lk的影響。在開關(guān)管Q開通期間內(nèi)，有如下關(guān)系式:

圖4 Δt1、Δt2與Io關(guān)系曲線Fig．4Relationship of Δt1and Io，Δt2and Io

在開關(guān)管Q關(guān)斷期間內(nèi)，有如下關(guān)系式:

由式(24)可得:

穩(wěn)態(tài)狀態(tài)下，根據(jù)安秒平衡原理，一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，流過電容C1和C2的電流平均值為零，于是有:

由式(26)可得:

穩(wěn)態(tài)狀態(tài)下，根據(jù)伏秒平衡原理，一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，勵(lì)磁電感存儲(chǔ)的能量等于釋放的能量，則有:

可得電壓增益:

傳統(tǒng)反激變換器電壓增益:

從電壓增益關(guān)系式來(lái)看，改進(jìn)后的電路等效于勵(lì)磁電感為L(zhǎng)m的反激變換器、電感值為L(zhǎng)k的Boost變換器與輸入電壓在輸出端的串聯(lián)，圖5給出了n =6.8時(shí)本文所提變換器與傳統(tǒng)反激變換器電壓增

圖5 電壓增益曲線Fig．5Curves of voltage gain

益與占空比的關(guān)系曲線。

3.3 工作效率

Flyback-Boost變換器效率

傳統(tǒng)反激變換器效率

由式(32)可得到UoIo表達(dá)式，將其代入式(31)，且0＜η＜1，0＜ηf＜1，有:

3.4 CCM模式臨界條件

上述分析都是基于電路工作在CCM模式，假設(shè)反激部分效率為1，iD1、im平均值為ID1與Im，則

電路工作在CCM模式，勵(lì)磁電流需滿足:

臨界電流表達(dá)式:

當(dāng)D=0.5時(shí)，Ioc有最大值Iocm:

于是，式(36)可寫成:

3.5 DCM模式及其與CCM模式比較

DCM模式下D1的電流波形如圖2中i'D1，其由峰值下降到零的時(shí)間為tf。同理，按照上文推導(dǎo)過程可得電路的外特性方程:

外特性方程簡(jiǎn)化為:

外特性曲線如圖6所示，圖中虛線是臨界曲線，由式(38)所描述，虛線左側(cè)為DCM區(qū)域，右側(cè)為CCM區(qū)域?？梢钥闯鲭娐饭ぷ髟贒CM模式比CCM模式電壓增益更高，但在DCM區(qū)域特性剛度很差，負(fù)載電流變化時(shí)所引起占空比調(diào)節(jié)范圍很大，因此DCM只能用在負(fù)載變化很小的小功率場(chǎng)合。由于DCM模式電壓增益高于CCM模式，從式(33)可以看出，在DCM模式下效率也相對(duì)CCM模式要高一些。

圖6 電路的外特性曲線Fig．6External characteristic curves of circuit

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

在實(shí)驗(yàn)室試制了一臺(tái)額定功率80W的樣機(jī)。實(shí)際輸入電壓20～30V(額定24V)，額定輸出電壓200V;開關(guān)管Q:IRFP250N;D1、D2:MUR860;C1=C2=C3=47μF;變壓器磁芯EER28，原邊勵(lì)磁電感Lm=119.2μH，原邊漏感Lk=2.4μH，匝比n=6.8;開關(guān)頻率100kHz。

滿載情況下得到的主要實(shí)驗(yàn)波形如圖7和圖8所示。圖7(a)為開關(guān)管Q的驅(qū)動(dòng)波形ugs、漏源電壓uds以及原邊電流ip。圖7(b)為原邊電流ip、反激輸出二極管D1電流iD1及Boost輸出二極管D2電流iD2。圖8為輸入電壓Uin、輸出電壓Uo、輸出電流Io及漏源電壓uds?？梢钥闯觯黾拥亩O管D2有效地箝位了漏源電壓，提高了電壓增益，并且在開關(guān)關(guān)斷之前電流iD2自然下降到零，不引起反向恢復(fù)問題。實(shí)驗(yàn)波形與理論分析完全一致，驗(yàn)證了理論分析的正確性。

圖7 驅(qū)動(dòng)電壓ugs，漏源電壓uds，原邊電流ip，二極管電流iD1、iD2實(shí)驗(yàn)波形Fig．7Experimental waveforms of ugs，uds，ip，iD1and iD2

圖8 輸出電壓Uo，輸出電流Io，輸入電壓Uin，漏源電壓uds實(shí)驗(yàn)波形Fig．8Experimental waveforms of Uo，Io，Uinand uds

額定輸入電壓下變換器的效率測(cè)試曲線如圖9所示。從效率測(cè)試曲線可知，變換器由輕載到滿載均達(dá)到了91%以上的效率，半載下效率達(dá)到了最高點(diǎn)(92.3%)。

圖9 效率曲線Fig．9 Efficiency curve

5 結(jié)論

提出一種Flyback-Boost非隔離型高增益直流變換器，通過增加一個(gè)電流自然到零的二極管構(gòu)成Flyback與Boost相結(jié)合的變換器;該變換器具有電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、電壓應(yīng)力小、高增益高效率等優(yōu)點(diǎn)，非常適合用于中小功率的光伏或燃料電池發(fā)電系統(tǒng)作為前級(jí)升壓電路。詳細(xì)分析了電路的工作過程，實(shí)驗(yàn)波形與理論分析吻合。

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Non-isolated Flyback-Boost converter with high gains

YUAN Yi-sheng，HU Pan-an，WU Qun-fang
(College of Electrical and Electronics Engineering，East China Jiaotong University，Nanchang 330013，China)

A non-isolated converter with high gains consisting of a Flyback converter and a Boost converter is proposed．The Flyback converter and the Boost converter share a power switch and an inductor．The output of the Flyback converter is in series with the output of the Boost converter．The energy of leakage inductance of the transformer of the Flyback converter can feedback into the output of the Boost converter．The proposed converter can achieve high gains and high efficiency．Its advantages include simple construction and reduced voltage stress of power switch．The theory is analyzed，and the characteristic of voltage gains is derived．One prototype with 100kHz switching frequency，80W rated load，24V input voltage and 200V output voltage，is tested．Its efficiency reaches 91.6%under 15W，and the test waveforms verify the theoretical analysis．

Flyback converter;Boost converter;high voltage gains;combined converter

TM46

A

1003-3076(2014)11-0013-07

2013-03-23

國(guó)家自然科學(xué)基金(51467005)、江西省自然科學(xué)基金(20142BAB206025)、江西省專利技術(shù)研發(fā)引導(dǎo)與產(chǎn)業(yè)化示范(20133BBM26077)資助項(xiàng)目

袁義生(1974-)，男，江西籍，副教授，博士，研究方向?yàn)殡娏﹄娮酉到y(tǒng)及控制技術(shù);胡盼安(1989-)，男，湖南籍，碩士研究生，研究方向?yàn)殡娏﹄娮蛹半娏鲃?dòng)。