張耀，陳息坤，楊勝

(上海大學(xué)機(jī)電工程及自動(dòng)化學(xué)院，上海200072)

鋰電池化成雙向AC/DC變換器研究

張耀，陳息坤，楊勝

(上海大學(xué)機(jī)電工程及自動(dòng)化學(xué)院，上海200072)

傳統(tǒng)的鋰電池化成控制系統(tǒng)造成大量的能源浪費(fèi)并對(duì)電網(wǎng)污染嚴(yán)重。針對(duì)此問題，提出了一種能量受控的雙向AC/DC變換器，該變換器采用改進(jìn)的電壓型PWM整流器與半橋型雙向DC/ DC相結(jié)合的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，以新一代飛思卡爾單片機(jī)MPC5604B為核心控制芯片，并運(yùn)用電壓電流雙閉環(huán)的控制算法，實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)以及鋰電池的恒壓、恒流充放電功能。通過實(shí)驗(yàn)證明該變換器基本可以實(shí)現(xiàn)充電時(shí)網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)為1和放電時(shí)功率因數(shù)為－1。

鋰電池;整流器;恒壓恒流

1 引言

自20世紀(jì)90年代鋰電池開發(fā)成功以后，近十幾年來得到了飛速發(fā)展。由于傳統(tǒng)的鉛酸、鎳鎘、氫鎳等電池存在污染大、壽命短、質(zhì)量重等缺點(diǎn)，所以鋰電池取代傳統(tǒng)電池在交通、信息、能源等領(lǐng)域的地位已成為必然趨勢(shì)。目前鋰離子電池已經(jīng)在移動(dòng)電子設(shè)備中得到了廣泛的應(yīng)用，尤其是手機(jī)和筆記本電池領(lǐng)域，占據(jù)了90%以上的市場(chǎng)份額。鋰電池在生產(chǎn)過程中必須要經(jīng)過電池化成工序，即在電池生產(chǎn)過程中需要對(duì)電池進(jìn)行多次充放電才能完成整個(gè)電池的生產(chǎn)。目前由于技術(shù)和成本因素，國(guó)內(nèi)的電池化成絕大部分還在沿用小容量電池的設(shè)備，充電設(shè)備效率和網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)較低，放電時(shí)采用將電池能量通過電阻放電的方式消耗，造成極大的能源浪費(fèi)。所以必須在大容量鋰離子電池大規(guī)模應(yīng)用的前期對(duì)高效率的電池化成設(shè)備進(jìn)行研究，為大容量鋰離子電池大規(guī)模應(yīng)用提供必需的生產(chǎn)設(shè)備，這樣既為生產(chǎn)廠家節(jié)電節(jié)能，也符合國(guó)家節(jié)能減排的要求。

由于大容量的鋰電池化成設(shè)備既要滿足充放電時(shí)交流側(cè)的高功率因數(shù)［1］，又要滿足大電流輸出的穩(wěn)定性，所以采用雙向PWM和同步整流DC/DC相結(jié)合的拓?fù)洌?，3］。文獻(xiàn)［4］對(duì)同步整流下的對(duì)稱半橋倍流變換器進(jìn)行了建模和分析，雙電感倍流雖然可以提高電流輸出能力，但存在電感均流問題。文獻(xiàn)［5］對(duì)單電感同步整流雙向DC/DC變換器進(jìn)行了仿真和實(shí)驗(yàn)分析，但未結(jié)合交流側(cè)功率因數(shù)，有一定局限性。

針對(duì)上述問題，本文提出了一種基于能量受控的雙向AC/DC變換器，它采用改進(jìn)的PWM整流器和半橋雙向DC/DC相結(jié)合的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，運(yùn)用電壓電流雙閉環(huán)的控制算法，實(shí)現(xiàn)能量的高效雙向流動(dòng)以及鋰電池的恒壓、恒流充放電等功能。

2 主電路拓?fù)浼肮δ?/h2>

本文提出的化成設(shè)備主電路拓?fù)淙鐖D1所示，主電路采用改進(jìn)的雙向電壓型PWM整流器和半橋雙向DC/DC相結(jié)合，圖中開關(guān)管Q1～Q4、二極管D1～D4、電感L1以及電容C1組成新型的雙向PWM整流器，其中電感L1是實(shí)現(xiàn)PWM整流的關(guān)鍵，直流側(cè)電容C1用來保證直流母線電壓的穩(wěn)定。半橋同步整流雙向DC/DC由開關(guān)管Q5～Q8、二極管D5～D8、以及分壓電容C2、C3和變壓器T1構(gòu)成。輸出電感L2和電容C4用來保證輸出電流和電壓的穩(wěn)定。

改進(jìn)的單相PWM整流器采用電壓電流雙閉環(huán)控制算法，半橋同步整流則按照恒壓充電、恒流充電和恒流放電三種模式進(jìn)行控制。當(dāng)單相PWM整流器工作在整流狀態(tài)時(shí)，整流器將220V的交流電升到400V直流電壓，再通過半橋同步整流電路，就可以得到鋰電池充電所需的電壓和電流。放電時(shí)通過半橋同步整流電路構(gòu)成的Boost電路將鋰電池放電電壓升到400V，再通過工作在逆變狀態(tài)下的PWM整流器，將能量回饋電網(wǎng)，從而實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)以及能量的雙向流動(dòng)。

圖1 主電路拓?fù)銯ig.1 Main circuit topology

2.1 改進(jìn)的PWM整流器及其雙閉環(huán)控制算法

由于傳統(tǒng)的PWM整流器在運(yùn)行過程中，每個(gè)工作狀態(tài)都同時(shí)有兩個(gè)功率開關(guān)管導(dǎo)通，從工程實(shí)現(xiàn)角度來說控制上相對(duì)比較復(fù)雜，因而提出一種雙管H橋PWM整流和全橋PWM逆變相結(jié)合的拓?fù)洌軌蚝?jiǎn)化系統(tǒng)的工作方式，并且減小控制的復(fù)雜性，拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2改進(jìn)的PWM整流器拓?fù)銯ig.2 Improved PWM rectifier topology

圖2中Us為電網(wǎng)電壓，Ud為直流母線電壓，UL為電感電壓，Uab為整流器交流側(cè)電壓，iL為網(wǎng)側(cè)電流，Q1～Q4為N溝道MOS，D1～D4為快恢復(fù)整流二極管，在忽略電網(wǎng)電阻的情況下，PWM整流器的基本矢量關(guān)系式為:

由于該P(yáng)WM整流器工作在整流狀態(tài)時(shí)只能采用單極性調(diào)制，所以存在三種開關(guān)模式，用三值邏輯開關(guān)函數(shù)σ表描述［6］，即

整流時(shí)工作狀態(tài)如圖3所示，以網(wǎng)側(cè)電壓處于正半周時(shí)為例，定義開關(guān)管Q2的占空比為D1，由于網(wǎng)側(cè)電壓處于正半周，所以Uab在Ud和0之間切換，根據(jù)電感伏秒平衡的原則，在Q2導(dǎo)通期間內(nèi)，電感電流的增量為:

圖3 整流時(shí)工作狀態(tài)Fig.3 Rectification work status

在VD1、VD4導(dǎo)通的期間內(nèi)，電感電流減量為

所以一個(gè)PWM周期內(nèi)，總電流增量為

同理可得，當(dāng)網(wǎng)側(cè)電壓處于負(fù)半周時(shí)電感電流增量為

其中，D2為開關(guān)管Q4的導(dǎo)通占空比。由此可得，通過相對(duì)應(yīng)地控制占空比(D1或者D2)可使電感電流跟隨電網(wǎng)電壓變化，從而達(dá)到網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)為1的目的。

當(dāng)PWM整流器工作在逆變狀態(tài)時(shí)，該電路就是典型的全橋逆變電路，其控制方式與整流時(shí)控制方式類似，僅是開關(guān)管控制方式的互換，同樣通過控制占空比達(dá)到電感電流和網(wǎng)側(cè)電壓變化相反的目的，從而使得逆變時(shí)網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)為－1。PWM整流器側(cè)雙閉環(huán)控制算法如圖4所示。

圖4 PWM整流器控制策略Fig.4 PWM rectifier control strategy

直流母線電壓Udc作為外環(huán)，網(wǎng)側(cè)交流電流iL作為內(nèi)環(huán)，Udc與給定的參考電壓Uref進(jìn)行比較，二者的誤差經(jīng)PI調(diào)節(jié)器輸出后，再乘以與電網(wǎng)電壓同相位的單位正弦電壓sinωt，得到一個(gè)正弦電流給定指令I(lǐng)ref，將它與檢測(cè)到的電流信號(hào)iL進(jìn)行比較，輸出誤差信號(hào)經(jīng)PI調(diào)節(jié)器后送到PWM控制器，產(chǎn)生的信號(hào)經(jīng)過驅(qū)動(dòng)和放大后去控制開關(guān)管通斷，最終實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)電流對(duì)電壓的相位跟蹤。

實(shí)現(xiàn)時(shí)由于網(wǎng)側(cè)電壓頻率為50Hz，整流器開關(guān)頻率為50kHz，所以建立單個(gè)電網(wǎng)周期為1000個(gè)點(diǎn)的正弦表，代替鎖相環(huán)相位的計(jì)算，既能做到與電網(wǎng)同步，又能提高運(yùn)算效率。PI調(diào)節(jié)器采用工程設(shè)計(jì)方法整定調(diào)節(jié)器參數(shù)。

2.2 半橋式DC/DC同步整流電路

半橋式DC/DC同步整流電路如圖5所示，Q5、Q6是一對(duì)半橋互補(bǔ)導(dǎo)通管，C2、C3為均壓電容，D5～D8為快恢復(fù)二極管，原邊開關(guān)管、電容C2、C3和變壓器T1構(gòu)成半橋DC/DC電路，變壓器副邊中心抽頭與同步整流管Q7和Q8、電感L2、電容C4構(gòu)成同步整流電路。其工作原理如下。

充電狀態(tài)時(shí)分四個(gè)工作狀態(tài)［7，8］，如圖6所示:

(1)首先導(dǎo)通Q5，通過電容C2、二極管D5和變壓器原邊形成回路，向副邊傳遞能量，變壓器副邊開關(guān)管Q8導(dǎo)通，向負(fù)載傳遞能量。

(2)關(guān)斷Q5，變壓器副邊電感L2通過開關(guān)管Q7和Q8續(xù)流，變壓器沒有能量傳遞，變壓器原邊通過電容C2、C3續(xù)流。

(3)導(dǎo)通Q6，通過二極管D6、電容C3和變壓器原邊形成回路，向副邊傳遞能量，變壓器副邊開關(guān)管Q7導(dǎo)通，向負(fù)載傳遞能量。

(4)關(guān)斷Q6，變壓器副邊電感L2通過開關(guān)管Q7和Q8續(xù)流，變壓器沒有能量傳遞，變壓器原邊通過電容C2、C3續(xù)流。

圖5 半橋DC/DC拓?fù)銯ig.5 Half-bridge DC/DC topology

圖6 充電時(shí)工作狀態(tài)Fig.6 Charging work status

由于系統(tǒng)在充電時(shí)是單電感同步整流，所以在變壓器副邊Q7和Q8導(dǎo)通時(shí)電流都從L2流過，定義工作狀態(tài)(1)～(4)的時(shí)間分別為t1～t4，變壓器副邊電壓為UT2，占空比D3=(t1+t3)/T，在單個(gè)PWM周期內(nèi)，電感電流充電時(shí)段增量為

電感電流放電時(shí)段增量為

單個(gè)PWM周期內(nèi)電感電流總變化量為

根據(jù)上述公式可以計(jì)算出占空比為

放電時(shí)半橋側(cè)開關(guān)管Q5和Q6不控制，僅通過二極管D7和D8放電。放電狀態(tài)同樣分四個(gè)工作狀態(tài)，如圖7所示。

圖7 放電時(shí)工作狀態(tài)Fig.7 Discharging work status

(1)導(dǎo)通Q8，電池通過電感L2向半橋側(cè)傳遞能量，半橋側(cè)通過二極管D7對(duì)電容C2充電。

(2)Q7導(dǎo)通，這時(shí)開關(guān)管Q7和Q8導(dǎo)通，電池通過Q7和Q8給電感L2充電。變壓器沒有能量傳遞。

(3)關(guān)斷Q8，開關(guān)管Q7和電感L2通過變壓器向半橋側(cè)傳遞能量，半橋側(cè)通過二極管D8對(duì)電容C3充電。

(4)同樣是導(dǎo)通Q8，電池通過Q7和Q8給電感L2充電。變壓器沒有能量傳遞。變壓器原邊開關(guān)管Q5和Q6不需要工作，只需通過D7和D8便可完成能量回饋。

放電狀態(tài)時(shí)占空比計(jì)算與充電時(shí)類似，定義放電狀態(tài)時(shí)工作狀態(tài)(1)和(3)的占空比為D4，計(jì)算可得

充放電時(shí)控制策略如圖8所示。恒壓輸出時(shí)，通過閉環(huán)保證輸出電壓穩(wěn)定，并且對(duì)電流限幅，恒流輸出時(shí)保證輸出電流穩(wěn)定，并且對(duì)電壓進(jìn)行限幅。電池放電時(shí)采用恒流放電，當(dāng)電池電壓低于限定值時(shí)，停止放電。其中輸出電壓設(shè)定為6V，電流設(shè)定為50A。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

實(shí)驗(yàn)采用飛思卡爾公司新一代單片機(jī)MPC5604B作為整個(gè)系統(tǒng)的控制單元，該單片機(jī)有多達(dá)50路的高分辨率PWM，可用于頻率、占空比及相位控制，有多達(dá)64路的10位ADC，可由獨(dú)立的通道觸發(fā)，還有豐富的外設(shè)資源CAN、SCI、SPI等。整流器側(cè)MOSFET選用飛兆半導(dǎo)體公司的FQPF10N60C，其額定電壓為600V，額定電流為9.5A。交流側(cè)電感計(jì)算值為2mH。原邊半橋開關(guān)管同樣選擇飛兆半導(dǎo)體的PQPF10N60C，由于考慮到導(dǎo)通阻抗小的特點(diǎn)，同步整流管選用IR公司的IRF2804，其額定電流為75A，額定電壓為40V，導(dǎo)通阻抗僅為2mΩ。采用AP法計(jì)算變壓器鐵芯，型號(hào)選取EI50，原副邊匝數(shù)比為43∶2。

圖8 同步整流側(cè)控制策略Fig.8 Synchronous rectifier control strategy

對(duì)單體50Ah電池進(jìn)行充放電模擬實(shí)際化成過程。圖9為充電時(shí)整流器側(cè)功率因數(shù)波形，可見相位基本一致，基本滿足網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)為1的要求。圖10為充電時(shí)雙向DC/DC開關(guān)管驅(qū)動(dòng)波形，由圖10可見與普通的雙電感倍流式驅(qū)動(dòng)有所不同，在半橋側(cè)開關(guān)管都關(guān)閉的時(shí)間內(nèi)，因?yàn)槭菃坞姼欣m(xù)流，所以同步整流管不需要都導(dǎo)通，導(dǎo)通一個(gè)即可。

圖9充電時(shí)網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)Fig.9 Network side power factor in charging state

圖11為恒流輸出電壓電流波形。圖12為放電時(shí)網(wǎng)側(cè)的功率因數(shù)波形。

4 結(jié)論

本文提出了一種基于能量受控的雙向AC/DC變換器拓?fù)洌⒔Y(jié)合相應(yīng)的控制策略實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了拓?fù)涞目尚行?，?shí)驗(yàn)證明該拓?fù)淇梢院芎玫貪M足充放電時(shí)交流側(cè)的高功率因數(shù)，并且可以實(shí)現(xiàn)鋰電池化成設(shè)備所需的恒壓、恒流充放電等功能，在今后的大容量鋰電池化成設(shè)備的應(yīng)用上有著廣泛的前景。

圖10 充電時(shí)同步整流側(cè)開關(guān)管驅(qū)動(dòng)波形Fig.10 Switch drive waveforms of synchronous rectification side in charging state

圖11 恒流輸出電壓電流波形Fig.11 Constant current output voltage and currentwaveforms

圖12 放電時(shí)網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)Fig.12 Network side power factor in discharging state

［1］黃俊，王兆安(Huang Jun，Wang Zhao’an).電力電子變流技術(shù)(Power electronic converter technology)［M］.北京:北京機(jī)械工業(yè)出版社(Beijing:China Machine Press)，1999.165-169.

［2］張興，張崇巍(Zhang Xing，Zhang Chongwei).PWM整流器及其控制(PWM rectifier and its control)［M］.北京:機(jī)械工業(yè)出版社(Beijing:China Machine Press)，2012.25-27.

［3］謝鈺敏(Xie Yumin).動(dòng)力鋰電池化成控制系統(tǒng)的研究(The research of the power Lithium battery kasei control system)［D］.廣州:華南理工大學(xué)(Guangzhou: South China University of Technology)，2001.

［4］斐曉澤(Fei Xiaoze).大功率鋰離子蓄電池充放電系統(tǒng)的研究(The research of high-power Lithium-ion battery charge and discharge system)［D］.北京:北京交通大學(xué)(Beijing:Beijing Jiaotong University)，2008.

［5］張海源，吳卉，鄒祖冰(Zhang Haiyuan，Wu Hui，Zou Zubing).同步整流下對(duì)稱半橋倍流變換器的建模與分析(Modeling and analysis of synchronous rectification symmetrical half-bridge current doubler converter)［J］.中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)(Proceedings of the CSEE)，2003，23(8):66-70.

［6］李少林，王宜志，李志斌(Li Shaolin，Wang Yizhi，Li Zhibin).基于鋰電池化成的新型雙向DC/DC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)研究與建模(The research and modeling of new bi-directional DC/DC topology based on Lithium battery kasei)［J］.現(xiàn)代電子技術(shù)(Modern Electronic Technology)，2011，(5):143-144.

［7］王術(shù)，郗曉田，游林儒(Wang Shu，Xi Xiaotian，You Linru).鋰動(dòng)力電池化成能量回饋控制系統(tǒng)的研究(The research of Lithium battery kasei energy feedback control system)［J］.電源技術(shù)(Chinese Journal of Power Sources)，2011，(4):393-394.

［8］RWu，SBDewan，GR Slemon.A PWM AC-to-DC converter with fixed switching frequency［J］.IEEE Trans.on Industry Applications，1990，26(5):880-885.

Research of Lithium battery formation bidirectional AC/DC converter

ZHANG Yao，CHEN Xi-Kun，YANG Sheng
(Shool of Mechatronic Engineering and Automation，Shanghai University，Shanghai200072，China)

With the rapid development of power for the lithium battery formation，the problem of the formation control system of traditional lithium-ion batteries caused a lot of energy waste and pollution to power network is increasingly prominent，and the research of the efficient lithium battery formation equipment is becomingmore and more important.In light of this problem，this dissertation proposed a lithium battery formation bidirectional AC/DC converter.The converter uses an improved form of voltage type PWM rectifiers and half bridge bidirectional DC/DC topology combination，and uses the MPC5604B of the new generation of Freescalemicrocontroller as the core control chip and the voltage and current double closed-loop control algorithm to achieve the energy efficient two-way flow of lithium battery and the function of constant voltage，constant current charge and discharge.The experiments prove that the converter can achieve the basic purpose of the charge grid-side power factor to be 1 and the discharge gridside power factor to be-1.

lithium-ion battery;rectifier;constant voltage constant current

TM92

A

1003-3076(2014)08-0032-06

2013-04-09

國(guó)家高技術(shù)發(fā)展計(jì)劃“863”資助項(xiàng)目(2011AA11A247)

張耀(1985-)，男，安徽籍，碩士研究生，主要研究方向?yàn)殡娏﹄娮幼兓涂刂萍夹g(shù)及其應(yīng)用;陳息坤(1962-)，男，河南籍，副教授，主要研究方向?yàn)殡娏﹄娮幼兓涂刂萍夹g(shù)及其應(yīng)用(通信作者)。