梁 杰，張代潤， 操建新

（四川大學(xué)電氣信息學(xué)院，四川成都 610065）

當(dāng)前化石能源日益缺乏，而環(huán)境污染也日益加劇，因此能源問題亟待解決。太陽能作為一種可再生能源，是新能源中最為重要的一種。目前我國光伏發(fā)電技術(shù)和應(yīng)用沒有廣泛普及，主要是由于我國沒有掌握太陽能光伏電池所需要的多晶硅提純技術(shù)，因此生產(chǎn)成本居高不下，為太陽能光伏電池推廣應(yīng)用帶來了難度。就光伏逆變器來說，我國已經(jīng)掌握了核心技術(shù)，因此并沒有存在成本過高的問題。甚至我國的光伏逆變器已經(jīng)在國際市場中具有很強(qiáng)的競爭力。但是這并不意味著我國光伏逆變器產(chǎn)業(yè)發(fā)展一帆風(fēng)順，事實上我國光伏逆變器企業(yè)想走出國門走向世界還存在著很大難度。我國光伏逆變器企業(yè)雖然掌握了核心技術(shù)，但是產(chǎn)品的推陳出新也是很重要的。在歐美市場上，很多客戶已經(jīng)對本土企業(yè)先入為主，我國逆變器企業(yè)則很難再深入到市場中。因此能否再開發(fā)出好逆變器決定了我國未來光伏產(chǎn)業(yè)能否很好地發(fā)展。而逆變器的轉(zhuǎn)換效率決定了整個系統(tǒng)的體積質(zhì)量以及相應(yīng)的投資成本，同時也決定了整個系統(tǒng)的效率。由于開關(guān)器件的導(dǎo)通以及開關(guān)產(chǎn)生的損耗，因此如何降低損耗以及減少漏電流已經(jīng)成為設(shè)計光伏逆變器需要考慮的重要因素。

平常采用的逆變電路拓?fù)?，通過采用IGBT與MOSFET相互結(jié)合使用來提高效率并且降低開關(guān)以及導(dǎo)通損耗，但是由于在續(xù)流階段電網(wǎng)電流仍需要與PV系統(tǒng)直流端相連，因此會大大增加漏電流，同時由于MOSFET開關(guān)管開關(guān)頻率較高，因此也會大大增加開關(guān)損耗。

文獻(xiàn)[1]中所示為一種五開關(guān)器件的逆變拓?fù)洌℉5型逆變拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)）。由于在續(xù)流階段通過斷開直流側(cè)開關(guān)器件，從而可以很好地實現(xiàn)續(xù)流時直流側(cè)與電網(wǎng)側(cè)斷開，從而實現(xiàn)低漏電流的目的。但是在工作過程中由于開關(guān)器件較多，因此會較大地增加開關(guān)損耗以及導(dǎo)通損耗，而且由于專利封鎖等原因，因此就要求開發(fā)新型的逆變拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[2]。

在仔細(xì)研究分析普通型逆變器，同時參考H5型逆變器的設(shè)計結(jié)構(gòu)，同時充分考慮到上述拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的一些缺點(diǎn)，文章中采用了一種新型的逆變器。這種逆變器通過采用雙BUCK電路并聯(lián)從而實現(xiàn)所需要的逆變變換功能，同時此種逆變器也是通過采用續(xù)流時與PV端斷開來減少漏電流。由于這種逆變器開關(guān)器件較少，因此可以有效地減少器件開關(guān)損耗，而且MOSFET開關(guān)頻率不高，這也大大提高了MOSFET的開關(guān)性能，同時在高頻開關(guān)側(cè)采用IGBT，可以高效地完成逆變變換。

1 拓?fù)錁?gòu)成與原理分析

圖1所示為一種新型的光伏逆變器，這種逆變器采用雙BUCK電路拓?fù)鋪韺崿F(xiàn)逆變。

根據(jù)圖1(a)中所示可以了解到L1和L2為進(jìn)網(wǎng)濾波器，uAN、uBN分別為橋臂中點(diǎn)A、B對應(yīng)的電位差；UDC為輸入電壓，ug為電網(wǎng)電壓。圖1(b)中所示為開關(guān)管驅(qū)動信號，其中Ur為進(jìn)網(wǎng)電壓PI調(diào)節(jié)器輸出的調(diào)制波。G1-G4分別為開關(guān)管G1-G4的驅(qū)動信號。

以下為工作狀態(tài)分析：

圖1 新型的電路結(jié)構(gòu)及其驅(qū)動信號示意圖

工作狀態(tài)1：開關(guān)管G1、G3導(dǎo)通，其余都關(guān)斷。此時電網(wǎng)側(cè)電壓工作于正弦波的正半周，直流側(cè)向網(wǎng)側(cè)輸送電量，因此uAN=UDC，uBN=0，故 uAB=UDC，則共模電壓：

工作狀態(tài)2：開關(guān)管G1導(dǎo)通，其余斷開。此時光伏電池與電網(wǎng)電壓斷開，電路處于續(xù)流狀態(tài)，L1和L2通過開關(guān)管G1和二極管D1給電網(wǎng)續(xù)流，此時uAN的電壓值相當(dāng)于二極管D1兩端的電壓值，因此uAN=0，uBN兩端的電壓值相當(dāng)于開關(guān)管G1兩端的電壓值，所以uBN也為0，故uAB=0，由此可得共模電壓

工作狀態(tài)3：開關(guān)管G2、G4開通，其余都關(guān)斷。此時電網(wǎng)通過開關(guān)管流過反向電壓，而其實際工作狀態(tài)與工作狀態(tài)1基本相似。uAN=0，uBN=UDC，故uAB=UDC，此時的共模電壓變?yōu)椋?/p>

通過上述分析可得，此逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)比較簡單，只是從最普通最簡單的逆變器中演化而來，但是由于其在續(xù)流階段與直流PV系統(tǒng)斷開，因此可以大大減少漏電流。而且工作狀態(tài)少，控制比較方便。由于此拓?fù)涞膗AB電壓工作在UDC與0之間，因此此拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為單極性調(diào)制，這樣降低了濾波電路設(shè)計的復(fù)雜程度，同時減小了濾波電感的體積，降低了損耗；由于在續(xù)流階段滿足光伏電池輸出端與電網(wǎng)隔離的要求，因此具有低漏電流的特性。

2 功率損耗分析

由于此逆變拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的對稱性，因此只需對G1、D1、G3進(jìn)行分析即可 (本文中取IGBT為第二代的200 V型，MOSFET取IRFPG50）。

2.1 器件導(dǎo)通損耗

功率開關(guān)器件上有電流流過時，由于器件本身具有導(dǎo)通電阻，所以會產(chǎn)生導(dǎo)通壓降，導(dǎo)通壓降乘以流過的電流即為器件的導(dǎo)通損耗[3]。

2.1.1 IGBT開通損耗

在本次PWM逆變器的控制方式中，調(diào)制函數(shù)為sinα，θ為電流和電壓之間的相角，M為調(diào)制度，那么占空比為：D=1/2[1+Msin(α+θ)]。

由于此負(fù)載為感性負(fù)載(由θ反映)，在一個周期內(nèi)，IGBT導(dǎo)通時間在此處所述拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，從α=0到α=π，在載波周期時間T里，G3為采用PWM調(diào)制波間斷開通，其導(dǎo)通時間為DT，關(guān)斷時電流經(jīng)二極管D1續(xù)流，所以D1的導(dǎo)通時間為(1－D)T。在第i個載波周期中，IGBT G3的導(dǎo)通損耗為：Ei=uCEicDT，所以：dEi=uCEicD。

又由于電流信號為正弦信號ic=A sinα隨著載波頻率的提高，T減小，每脈沖的導(dǎo)通損耗減小，可以認(rèn)為半周期內(nèi)總的導(dǎo)通損耗不變。所以，在此半周期內(nèi)IGBTG3的開通損耗為：

2.1.2 二極管的開通損耗

2.1.3 MOSFET開通損耗

由于MOSFET在時間T內(nèi)一直處于開通狀態(tài)，因此其開通損耗為式中：Rds為MOSFET通態(tài)電阻；I0為負(fù)載電流有效值。根據(jù)上述三個式子可得：

此處暫不考慮紋波電流對器件導(dǎo)通損耗的影響[4]。

2.2 器件開關(guān)損耗

IGBT以及MOSFET開關(guān)損耗的產(chǎn)生主要是因為開關(guān)狀態(tài)每次都不可避免地產(chǎn)生V-I交疊從而發(fā)生損耗。

由于在光伏逆變中，PWM控制的開關(guān)器件一直處于高頻狀態(tài)，因此其在開關(guān)過程中產(chǎn)生的開關(guān)損耗也相當(dāng)?shù)拇?，也是在計算器件損耗的過程中必須要注意的（此處假定器件都為理想器件）。

2.2.1 器件開通損耗

(1)IGBT的開通損耗

由于假定IGBT為理想器件，因此不需要考慮其延時。

如果開關(guān)頻率為f，則開通功率損耗為：Pon=Eonf[5]。(2)MOSFET的開通損耗

MOSFET的開通損耗主要發(fā)生于MOSFET電壓與電流產(chǎn)生交疊發(fā)生的時間段內(nèi)，即各自完成轉(zhuǎn)換所需的時間之和。

2.2.2 器件的關(guān)斷損耗

可以根據(jù)上述介紹的IGBT以及MOSFET的開通損耗同理得到關(guān)斷損耗。

（1）IGBT關(guān)斷損耗

（2）MOSFET關(guān)斷損耗

MOSFET的關(guān)斷時間常數(shù)與其開通期間相同。

文中所提到的逆變器中，通過對其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)以及工作狀態(tài)的分析可以看出，逆變電路結(jié)構(gòu)比H5型逆變器要簡單得多，逆變器中所涉及的開關(guān)器件也要少于H5型逆變器[6]。

在電網(wǎng)電流正向工作階段，H5型逆變器需要開通的開關(guān)管有G2、G3和G5，而本文中提到的逆變器僅有G1、G3，因此器件開通損耗要小于H5型逆變器。在電網(wǎng)電流正向續(xù)流階段，H5型逆變器需要工作的開關(guān)器件有G2，以及與G1相并聯(lián)的反向二極管D1，此時需要關(guān)斷G5。由此可見，在半個工作周期內(nèi)，本文中提到的逆變器可以減少相應(yīng)的導(dǎo)通損耗[7-8]。

3 仿真波形以及結(jié)果分析

為了證明上述所述理論的正確性，仿真設(shè)計了一個小型PV光伏陣列。下面列出仿真中一些基本元件的選型以及參數(shù)設(shè)置：輸入電壓uDC=380 V；輸出電壓為Ug=220 V；直流母線電容CDC=940μF；電網(wǎng)頻率為50 Hz；開關(guān)頻率Fs=20 kHz；濾波電容C0=1μF。

圖2所示為單極性SPWM在開關(guān)器件的結(jié)電容相等情況下的仿真波形。圖2(a)(b)所示為輸出并網(wǎng)電壓與電流波形。通過這兩個仿真實驗結(jié)果波形可以清晰地看到：輸出并網(wǎng)電流與并網(wǎng)電壓都為正弦波，而且在網(wǎng)側(cè)電流與電壓相位相同。(g)和(h)所示為仿真實驗的共模電壓波形，所得的共模電壓波形驗證了理論分析的合理性。也可以通過仿真波形圖以及分析得到當(dāng)共模電壓uCM保持為180 V時，共模漏電流iCM也幾乎接近于0。通過仿真分析，我們驗證了文中描述理論的正確性。

圖2 仿真實驗波形

4 結(jié)論

這種新型的非隔離光伏逆變拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有以下幾個特點(diǎn)：（1）它是在H5結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上改進(jìn)而來，因此它具有H5的優(yōu)點(diǎn)，同時它又減少了開關(guān)器件，從而減小了損耗；（2）此結(jié)構(gòu)在續(xù)流階段與光伏電池輸出直流段脫離，很好地解決了漏電流的影響，基本上可以滿足低漏電流的要求。該逆變器拓?fù)鋵τ诠夥l(fā)電具有很高的利用價值。

通過文章的分析可以發(fā)現(xiàn)：此種雙BUCK電路形式的逆變器能夠很好地滿足高效轉(zhuǎn)換的要求，同時其低漏電流以及低損耗可以很好地滿足當(dāng)前在能源危機(jī)下節(jié)約能源的要求。

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