宗澤源，施蕓城

(東華大學理學院，上海201620)

0 引言

通過金屬化脈沖電容直接對線圈或大容量脈沖變壓器放電能獲得較大的脈沖電流。為了控制脈沖電流的脈寬，需要選用合適的開關來控制電容能量的釋放。近年來，大功率半導體開關的迅速發(fā)展為高功率脈沖的產(chǎn)生提供了更多的選擇。絕緣柵雙極型晶體管，IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)，是由BJT(雙極型三極管)和MOS (絕緣柵型場效應管)組成的復合全控型電壓驅(qū)動式功率半導體器件，兼有MOSFET的高輸入阻抗和GTR的低導通壓降2個方面的優(yōu)點［1］，在電力電子領域中得到越來越廣泛的應用。但由于IGBT的關斷時間短(可達十幾納秒)，在此過程中很可能產(chǎn)生過電壓［2，3］。在實際應用中，對IGBT的過壓保護必不可少。

1 尖峰電壓形成與消散的原因分析

1.1 IGBT開關管上產(chǎn)生尖峰電壓的原因

以圖1所示的典型電路結構作為問題分析對象。電容C作為電路的能量提供單元，在IGBT的控制下，以一定周期向負載電感L傳輸電流，其中與IGBT并聯(lián)的二極管D2是IGBT自身的體二極管?？旎謴投O管D1作為負載L的續(xù)流二極管。適當匹配電容C和電感L的值，可以獲得所需要的大電流。在一個周期里，當IGBT在極短的時間內(nèi)關斷過程中，整個C-L回路中的電流會經(jīng)歷巨大的變化率。理想情況下，負載L中的電流通過續(xù)流二極管D1與L自身構成回路，從而不對IGBT產(chǎn)生影響;而忽略C-L回路的雜散電感情況下，可以認為回路電流能迅速變?yōu)榱恪?/p>

圖1 典型的IGBT控制C-L放電回路

實際情況中，在C-L放電所創(chuàng)造的大電流環(huán)境下，回路的雜散電感Ls所蘊含的能量不容忽視。雜散電感Ls在IGBT關斷時會經(jīng)歷巨大的電流變化率，此時在IGBT兩端就會產(chǎn)生正向的尖峰電壓［4］，即Ls·dI/dt。同時，續(xù)流二極管在開通初期，會出現(xiàn)較高的瞬態(tài)壓降，經(jīng)過一定的時間后才能處于穩(wěn)定狀態(tài)［5］。如圖2所示的是實際測量的快恢復二極管D1導通過程的電壓波形。

圖2 快恢復二極管開通過程中電壓波形

于是，在IGBT關斷瞬間將有

的尖峰電壓加載在IGBT的正向兩端，其中，Uc為主電容電壓，即母線電壓。當中起主要作用的是雜散電感Ls引起的過壓，續(xù)流二極管的壓降VFM會迅速降低直至完全導通，之后負載電感L上的電流將不會對IGBT產(chǎn)生影響。

圖3是一個IGBT關斷時產(chǎn)生尖峰電壓的實例。母線電壓為30 V，IGBT關斷時，集電極與發(fā)射極之間的電壓Uce遠大于母線電壓Uc的2倍，當尖峰電壓超過IGBT的額定電壓時，足以使其損壞。

圖3 IGBT關斷時CE兩端所承受的尖峰電壓

1.2 尖峰能量的分散消耗方式

過壓保護電路也稱吸收電路或緩沖電路，是抑制過電壓的重要方法之一。吸收電路的主要思想是基于電容電壓不能突變的特性，將雜散電感在IGBT關斷瞬間釋放的尖峰能量快速吸收暫存于電容中，再緩慢釋放出電容，即將集中能量分散化。這樣就避免了瞬時能量對IGBT造成的損害?；陟o電電容的無源吸收電路主要有以下3種［6，7］。

(1)C型吸收電路，如圖4(a)所示，其吸收電路只有一個電容。其優(yōu)點是電路簡單，成本低;缺點是容易產(chǎn)生寄生振蕩:主電路的寄生電感與吸收電容構成一個LC諧振電路。

(2)RC型吸收電路，如圖4(b)所示。其優(yōu)點是電路簡單;缺點是容易造成過沖電壓，并在使用大容量IGBT時，會引起集電極電流升高，因此必須增大電阻R，這樣會使IGBT功能受到一定限制。

(3)RCD型吸收電路。如圖4(c)所示，在RC吸收電路的基礎上并聯(lián)一個快速恢復二極管。此電路可以有效地避免C型吸收電路所產(chǎn)生的振蕩，該緩沖電路中的快恢復二極管可箝位瞬變電壓，從而抑制振蕩發(fā)生，并且快恢復二極管的引入可以使緩沖電阻增大，避開了IGBT開通功能受阻問題。

圖4 3種基于靜電電容的無源吸收電路

在大電流單向脈沖控制的應用中，主要需要防止IGBT關斷瞬間的回路雜散電感引起的尖峰電壓。因此RC型電路因其不能防止過沖電壓而不能使用。比較理想的電路是C型和RCD型吸收電路。

圖5 (a)使用C型吸收電路時IGBT兩端的電壓波形;(b)RCD型吸收電路時IGBT兩端的電壓波形

使用C型吸收電路時會在IGBT開啟和關斷時產(chǎn)生較大的振蕩，在關斷時尤為嚴重。以圖5 (a)為例，母線電壓150 V，吸收電容為1 μF時，IGBT兩端的電壓波形出現(xiàn)嚴重的振蕩。電容的加入消除了圖3的尖峰電壓及其后的高頻振蕩，但對過壓的抑制效果有限，同時帶來了與吸收電容相匹配的低頻振蕩。加大吸收電容可以降低關斷時的峰值電壓，但同時也增加了振蕩周期，使IGBT的開通和關斷波形受到較強的影響。

圖6 RCD型吸收電路中的尖峰電壓局部放大

在IGBT集電極和發(fā)射極上并聯(lián)RCD型吸收電路，很好地吸收了回路雜散電感的能量，但對于關斷瞬間的尖峰電壓并沒有進行有效地吸收，如圖5(b)所示。此時RCD電路中電容C為3 μF，電阻R為1 Ω。圖6是該尖峰電壓的局部放大，脈寬約為500 ns。從圖2實際測量得到的快恢復二極管導通電壓特性可知，快恢復二極管的導通時間也約為500 ns，因此產(chǎn)生尖峰電壓的原因是RCD電路中的快恢復二極管D無法迅速導通造成的。加快快恢復二極管導通速度可以降低尖峰的幅值，但大功率的快恢復二極管導通時間均較長，因此只能通過其他方法來解決尖峰問題。

圖7 同時使用C型和RCD型吸收電路

為了同時解決回路雜散電感能量吸收和快恢復二極管無法快速導通的問題，可采用RCD型吸收電路和C型吸收電路并行使用的辦法。如圖7所示，利用電容兩端電壓不能突變的特性，將一個容值遠小于RCD電路中C1的電容C2直接并聯(lián)在IGBT兩端。當IGBT快速關斷時，整個回路產(chǎn)生的尖峰電壓先由C2暫時吸收，直到RCD電路中快恢復二極管D導通后，存在于雜散電感中的大部分能量由C1來吸收。

2 混合形吸收方式對尖峰能量消散的實驗探究

圖8是在使用了圖7所示的吸收電路時IGBT兩端的電壓波形，其中，R=1 Ω，C1=4 μF，C2=0.168 μF，IGBT為三菱CM400HA-24，母線電壓150 V時脈沖電流235 A。從圖8中可以觀察到，關斷時的尖峰電壓已經(jīng)被吸收，Uce最高電壓不超過母線電壓的1/3，達到了吸收電路對IGBT的過壓保護功能。同時也觀察到，將2種吸收電路混合使用，可使C2使用較小的容值，避免了強烈振蕩對IGBT導通和關斷時的影響。

通過選擇合適的吸收電路元件參數(shù)，能在保護IGBT不受損壞的前提下，充分運用大功率IGBT的額定參數(shù)值。

圖8 同時使用RCD型和C型吸收電路時的IGBT電壓波形

3 結論

IGBT在關斷大電流時會受到回路雜散電感產(chǎn)生尖峰電壓的影響，嚴重情況下還會導致IGBT的永久損壞。通過對3種吸收電路特點的分析，最終選用C型和RCD型吸收電路混合使用，達到了既能有效吸收回路雜散電感能量，同時又不影響IGBT導通和關斷特性的目的。實際使用中，可以根據(jù)電路的電流大小，適當?shù)剡x擇RCD和C型吸收電路中元件的參數(shù)可以達到前述目的。

［1］ 姜棟棟，王 燁，盧 峰.IGBT過電壓產(chǎn)生機理分析及RC緩沖電路的設計［J］.電力科學與工程，2011，27(4):23－29.

［2］ Hossain Z，Olejniczak K J，Burgers K C，et al.Design of RCD snubbers based upon approximations to the switching characteristics.I.Theoretical Development［C］.//Electric Machines and Drives Conference Record，1997.IEEE International.IEEE，1997:TA2/6.1－TC2/6.3.

［3］ Hossain Z，Olejniczak K J，Burgers K C，et al.Design of RCD snubbers based upon approximations to the switching characteristics.II.Simulation and experimental results［C］.//Electric Machines and Drives Conference Record，1997.IEEE International.IEEE，1997: TC2/5.1－TC2/5.3.

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［5］ 易 榮，趙爭鳴，袁立強.高壓大容量變換器中快恢復二極管的模型［J］.電工技術學報，2008，23(7): 62－67.

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