孫 偉，蔡林君，沈昊驄

（1.遼寧大唐國(guó)際錦州熱電有限責(zé)任公司，遼寧錦州 121017；2.東南大學(xué)，江蘇南京 210096）

0 引言

近年來(lái)，針對(duì)以往逆變電源對(duì)非線性負(fù)載的適應(yīng)性不強(qiáng)及動(dòng)態(tài)特性不好的特點(diǎn)提出了實(shí)時(shí)反饋控制技術(shù)，使得逆變電源的性能得到改善。目前，各類(lèi)學(xué)者針對(duì)這種實(shí)時(shí)反饋控制技術(shù)提出了幾種方案：（1）無(wú)差拍控制；（2）重復(fù)控制；（3）數(shù)字化PID控制；（4）諧波補(bǔ)償控制等。其中，第3種方案通過(guò)電流內(nèi)環(huán)擴(kuò)大控制系統(tǒng)的帶寬，極大地改善了系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能，同時(shí)，電壓外環(huán)減小了輸出電壓諧波，增強(qiáng)了系統(tǒng)對(duì)非線性負(fù)載擾動(dòng)的適應(yīng)能力，被廣泛應(yīng)用于設(shè)計(jì)應(yīng)用中。

傳統(tǒng)的雙閉環(huán)控制電壓外環(huán)與電容電流內(nèi)環(huán)是耦合的，電壓外環(huán)對(duì)電容電流內(nèi)環(huán)有交叉干擾，使得內(nèi)環(huán)不再是單輸入單輸出系統(tǒng)。而且內(nèi)環(huán)的慣性比外環(huán)的慣性要大，因此在內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)時(shí)外環(huán)的輸出電壓不能被認(rèn)為是不變的。

因此，總結(jié)以上分析，在電容電流反饋瞬時(shí)值控制逆變器數(shù)字雙環(huán)控制方案設(shè)計(jì)時(shí)，首先要解決2個(gè)問(wèn)題：（1）由于系統(tǒng)直流電壓V（s）dc影響系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)增益，使系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型變得不確定，從而使設(shè)計(jì)控制器變得困難，所以要實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)對(duì)V（s）dc的解耦。（2）輸出電壓的交叉反饋使得逆變器控制對(duì)象變得復(fù)雜，且數(shù)字控制器與模擬控制器相比實(shí)時(shí)性差、帶寬窄，因此，為了簡(jiǎn)化控制對(duì)象、實(shí)現(xiàn)優(yōu)良的控制效果，最好要實(shí)現(xiàn)輸出電壓外環(huán)與電容電流內(nèi)環(huán)的解耦控制。

1 逆變器系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型

圖1為單相全橋逆變器電路原理圖，將濾波電感電阻定為r，忽略電容寄生電阻，SPWM采用雙極性調(diào)制方式。這樣就有T1和T4控制信號(hào)相同，T2和T3控制信號(hào)相同，T1和T2控制信號(hào)互補(bǔ)，T3和T4信號(hào)互補(bǔ)。

圖2為雙極性SPWM波形調(diào)制原理圖。從圖中可以看出，在雙極性SPWM調(diào)制方式下IGBT一個(gè)周期輸出的PWM波形。設(shè)定載波周期為T(mén)，在正半周期內(nèi)TV1開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間設(shè)為DT，導(dǎo)通時(shí)的PWM的調(diào)制比設(shè)為D。于是有D=（vr+Vc）/2Vc，其中vr為參考信號(hào)瞬時(shí)值，Vc為載波峰值。

圖1 單相全橋逆變器原理圖

圖2中正弦波vr=Vrsin（ωrt+φ）。對(duì)逆變器輸出電壓函數(shù)進(jìn)行傅里葉分解可得：

其中ωr為載波角頻率。

對(duì)數(shù)字逆變器而言，載波頻率一般要遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于輸出波形的頻率，因此當(dāng)vab通過(guò)LC濾波器時(shí)，高于LC截止頻率的高次諧波基本上被LC低通濾波器濾掉，從LC低通濾波器輸出端電壓為基波和低次諧波。

對(duì)基波而言，逆變橋可以等效為一個(gè)比例環(huán)節(jié)K，于是有：

逆變器的vi為逆變橋輸入濾波器的基波電壓，可得：

根據(jù)基爾霍夫電壓電流定律，將電容電流ic和輸出電壓vo作為狀態(tài)變量，結(jié)合圖2，列狀態(tài)方程如下：

將式（3）代入式（4），加入逆變橋，于是有：

2 引入直流電壓解耦的的逆變器控制策略

圖3為式（5）所推出的等效框圖。

圖3 逆變器等效框圖

由圖3可知，逆變器是一個(gè)多輸入單輸出的控制系統(tǒng)，其目的是為了實(shí)現(xiàn)輸出Vo（S）對(duì)給定交流參考輸入Vr（S）的準(zhǔn)確跟蹤。

輸入Vdc（S）和輸出Io（S）兩者都可視為對(duì)系統(tǒng)的擾動(dòng)。對(duì)于雙環(huán)控制系統(tǒng)而言，根據(jù)內(nèi)環(huán)采樣電流的不同可以分為采樣電容電流內(nèi)環(huán)加電壓外環(huán)和采樣電感電流加電壓外環(huán)的雙環(huán)控制，本文選用采樣電容電流瞬時(shí)值內(nèi)環(huán)加輸出電壓外環(huán)的雙閉環(huán)控制方案。

如圖4所示，Io（S）包含在電容電流內(nèi)環(huán)內(nèi)，通過(guò)內(nèi)環(huán)瞬時(shí)值控制能夠有效地抑制負(fù)載擾動(dòng)對(duì)輸出電壓的影響，而Vdc（S）是逆變器的開(kāi)環(huán)增益，2個(gè)反饋閉環(huán)無(wú)法調(diào)節(jié)由開(kāi)環(huán)增益所引起的擾動(dòng)。瞬時(shí)值控制屬于有靜差調(diào)節(jié)，系統(tǒng)開(kāi)環(huán)增益的變化必將導(dǎo)致系統(tǒng)靜差的變化，ic和vc就成為相互獨(dú)立的狀態(tài)變量，從而實(shí)現(xiàn)了電容電流反饋的輸出電壓交叉反饋解耦。

根據(jù)以上分析，可以得到系統(tǒng)的內(nèi)外環(huán)的控制結(jié)構(gòu)框圖，如圖5所示。其中F（s）為采樣和計(jì)算延時(shí)環(huán)節(jié)，E（z）為輸出電壓外環(huán)的補(bǔ)償環(huán)節(jié)，D（z）為電容電流內(nèi)環(huán)的補(bǔ)償環(huán)節(jié)，H（s）為零階保持器，K為等效的逆變器環(huán)節(jié)。從整個(gè)系統(tǒng)框圖可以得出，逆變器總共需要3個(gè)采樣量：輸出電壓、電容電流和直流母線電壓。

圖4 電容電流瞬時(shí)值內(nèi)環(huán)和輸出電壓外環(huán)的雙閉環(huán)瞬時(shí)值控制系統(tǒng)框圖

圖5 系統(tǒng)的內(nèi)外環(huán)控制結(jié)構(gòu)框圖

3 仿真結(jié)果與分析

通過(guò)對(duì)仿真波形進(jìn)行分析，不同負(fù)載情況下輸出電壓電流的相位關(guān)系與負(fù)載性質(zhì)完全吻合。從電壓波形可以得出，逆變器平臺(tái)在不同負(fù)載情況下，輸出電壓波形穩(wěn)定，沒(méi)有發(fā)生較大的波形畸變和振蕩。對(duì)電流波形情況分別分析，對(duì)于阻性、阻感性、阻容性負(fù)載，電流波形輸出穩(wěn)定、畸變較小。當(dāng)負(fù)載為整流性負(fù)載時(shí)，在發(fā)電機(jī)啟動(dòng)暫態(tài)過(guò)程中，波形畸變嚴(yán)重，說(shuō)明電源啟動(dòng)時(shí)，整流性負(fù)載對(duì)電源的沖擊較大；電源達(dá)到穩(wěn)態(tài)后，整流性負(fù)載的電流波形基本符合整流負(fù)載電流輸出特性。

圖6、7、8為逆變電源加不同負(fù)載時(shí)的輸出電壓、電流仿真圖，圖9為不考慮暫態(tài)過(guò)程的阻性負(fù)載的電壓波形THD，THD=1.32%表明采用電壓電流雙閉環(huán)控制算法，輸出電壓波形的畸變很小，輸出波形的質(zhì)量較高。

通過(guò)突加突減負(fù)載實(shí)驗(yàn)來(lái)驗(yàn)證仿真平臺(tái)的動(dòng)態(tài)特性，圖10為突加阻性負(fù)載實(shí)驗(yàn)波形圖，圖11為突減阻性負(fù)載實(shí)驗(yàn)波形圖。

從突加、突減阻性負(fù)載實(shí)驗(yàn)波形圖可以看出，在突加或突減過(guò)程中電壓波形輸出穩(wěn)定，波形沒(méi)有出現(xiàn)較大畸變，輸出電流在突加或突減時(shí)過(guò)渡平穩(wěn)。

圖6 純阻性負(fù)載（Z=10）的輸出電壓電流

圖7 阻感性負(fù)載（Z=7.07+j7.07）的輸出電壓電流

圖8 阻容性負(fù)載（Z=7.07-j7.07）的輸出電壓、電流

圖9 阻性負(fù)載時(shí)電壓波形的THD=1.32

圖10 突加阻性負(fù)載實(shí)驗(yàn)仿真波形圖

圖11 突減阻性負(fù)載實(shí)驗(yàn)仿真波形圖

4 總結(jié)

本文首先詳細(xì)分析了雙閉環(huán)瞬時(shí)值控制逆變器的數(shù)學(xué)模型，從系統(tǒng)結(jié)構(gòu)上看，電容內(nèi)環(huán)與電壓外環(huán)是互相耦合的。為了得到較好的控制效果，引入直流側(cè)輸入電壓反饋解耦和基于電容電流反饋的輸出電壓交叉反饋解耦控制，解決了由系統(tǒng)開(kāi)環(huán)增益變化導(dǎo)致的系統(tǒng)靜差的變化問(wèn)題，提高系統(tǒng)穩(wěn)定性。能夠防止負(fù)載突變?cè)斐傻碾娏鞑▌?dòng)，適應(yīng)能力強(qiáng)，具有良好的動(dòng)態(tài)性能，同時(shí)，該控制方法可以有效抑制諧波尖峰，魯棒性強(qiáng)，有利于并網(wǎng)運(yùn)行，具有一定的實(shí)際應(yīng)用價(jià)值。

［1］孫進(jìn)，侯振義，盧家林.逆變電源技術(shù)及其發(fā)展概況［J］.電源世界，2006（8）：27-30.

［2］彭力.基于狀態(tài)空間理論的PWM逆變電源控制技術(shù)研究［D］.武漢:華中科技大學(xué)，2004.

［3］P C Loh，M J New man，D N Zmood，et al.A comparative analysis of multi-loop voltage regulation strategies for single and three-phase UPS systems［J］.IEEE Trans.on Power Electronics，2003（9）：1176-1185.

［4］郭衛(wèi)農(nóng)，陳堅(jiān).基于狀態(tài)觀測(cè)器的逆變器數(shù)字雙環(huán)控制技術(shù)研究［J］.中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2002（9）：64-68.

［5］S Buso，S Fasolo，P Mattavelli.Uninterruptable power supply multi-loop control employing digital predictive voltage and current regulators［J］.IEEE Trans.on Power Electronics，2001（11）：1846-1854.

［6］舒為亮，張昌盛，段善旭，等.逆變電源PI雙環(huán)數(shù)字控制技術(shù)研究［J］.電工電能新技術(shù)，2005（2）：52-54.

［7］魏偉.正弦波逆變電源的研究現(xiàn)狀與發(fā)展趨勢(shì)［J］.電氣技術(shù)，2008（11）：5-7.

［8］王儒，方宇，邢巖.三相高功率因數(shù)PWM變換器可逆運(yùn)行研究［J］.電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2007（8）：46-51.

［9］孔雪娟，工荊江，彭力，等.基于內(nèi)模原理的三相電壓源型逆變電源的波形控制研究［J］.中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2003（7）：67-70.

［10］呂永慶，趙軍紅，張珍敏.基于極點(diǎn)配置的逆變器書(shū)安環(huán)控制方案［J］.電源技術(shù)，2009（5）：176-179.