俞梟辰，王家軍

(杭州電子科技大學(xué)自動化學(xué)院，浙江杭州310018)

0 引言

開關(guān)磁阻電動機調(diào)速系統(tǒng)(SRD)是繼傳統(tǒng)交、直流調(diào)速系統(tǒng)之后逐步發(fā)展起來的新一代調(diào)速系統(tǒng)，如今在許多電動機驅(qū)動領(lǐng)域都得到了廣泛的應(yīng)用。與交流和直流電動機相比，開關(guān)磁阻電動機(SRM)的結(jié)構(gòu)更簡單、成本更低廉、控制更靈活，因此引起了國內(nèi)外專家與學(xué)者的廣泛關(guān)注［1-3］。然而特殊的雙凸極結(jié)構(gòu)和開關(guān)式的供電方式使得SRM的磁鏈、電流等高度非線性化，轉(zhuǎn)矩脈動問題也尤為嚴(yán)重，這不僅增加了控制難度，還制約了其應(yīng)用場合。因此，開展開關(guān)磁阻電動機的研究工作對于在現(xiàn)實中推廣其應(yīng)用具有非常重要的意義。

本研究將以數(shù)字信號處理器TMS320F2812作為控制核心，采用電壓斬波控制方法，設(shè)計四相8/6極開關(guān)磁阻電動機實驗平臺，實現(xiàn)開關(guān)磁阻電動機的速度閉環(huán)控制，并給出部分實驗結(jié)果。

1 開關(guān)磁阻電動機簡介

1.1 開關(guān)磁阻電動機的結(jié)構(gòu)與運行原理

開關(guān)磁阻電動機的結(jié)構(gòu)與運行原理都與傳統(tǒng)的交直流電動機有著很大的區(qū)別。SRM的定、轉(zhuǎn)子均為凸極結(jié)構(gòu)，即雙凸極結(jié)構(gòu)，并且繞組僅安裝在定子極上，不存在轉(zhuǎn)子繞組，以四相8/6極SRM為例，其結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 四相8/6極SRM典型原理圖(只畫出一相)

在運行原理方面，傳統(tǒng)交直流電動機通過載流導(dǎo)體在磁場中受到電磁力的牽引而旋轉(zhuǎn)，而開關(guān)磁阻電動機則遵循“磁阻最小原理”，即磁通永遠沿著磁阻最小的路徑閉合，通過磁力線扭曲產(chǎn)生的磁阻性質(zhì)的電磁轉(zhuǎn)矩使電機轉(zhuǎn)動［4-5］，所以，對四相8/6極SRM而言，若以AB-C-D-A的順序依次對各相通電，則轉(zhuǎn)子會以順時針方向旋轉(zhuǎn);反之，如果以A-D-C-B-A的順序依次對各相通電，那么轉(zhuǎn)子就會以逆時針方向旋轉(zhuǎn)。

由此可見，相較于其他電動機，SRM的功率變換電路更為簡單，但控制SRM時通常需要用到位置反饋信號。因此，完整的開關(guān)磁阻電動機調(diào)速系統(tǒng)一般由電源、開關(guān)磁阻電動機、控制器、功率變換器、位置檢測和電流檢測等部分組成。

1.2 開關(guān)磁阻電動機的控制方式

雙管斬波方式在續(xù)流時將上、下兩個開關(guān)器件同時關(guān)斷，繞組承受負電壓，如圖2(b)所示。由圖2可見，單管斬波方式下繞組電流波動更小，系統(tǒng)運行效率也更高，因此本研究選用單管斬波方式。

圖2 電壓斬波控制方式下繞組電壓與電流波形

2 實驗平臺的硬件設(shè)計

本研究所設(shè)計的四相8/6極開關(guān)磁阻電動機實驗平臺的硬件系統(tǒng)如圖3所示。系統(tǒng)包括功率驅(qū)動電路、控制電路、上位機、開關(guān)磁阻電動機、光電編碼器、隔離變壓器與調(diào)壓器等部分。其中，控制電路以32位定點數(shù)字信號處理器(DSP)TMS320F2812為核心，負責(zé)實現(xiàn)控制策略，協(xié)調(diào)和指揮整個系統(tǒng)的工作;為降低調(diào)試難度，提高系統(tǒng)的可靠性，功率驅(qū)動電路采用分塊設(shè)計，包括整流電路、功率變換主電路、光隔與觸發(fā)電路、電流檢測電路等4個部分，主要實現(xiàn)功率變換以及各類檢測功能。

圖3 硬件系統(tǒng)整體結(jié)構(gòu)

硬件系統(tǒng)的設(shè)計思路為:先用隔離變壓器與調(diào)壓器對交流電源調(diào)壓，然后通過整流電路轉(zhuǎn)換為直流電供給功率變換主電路中的直流母線。DSP輸出PWM信號，經(jīng)過隔離后觸發(fā)功率變換主電路中的開關(guān)器件，進而驅(qū)動SRM。電動機的位置信號由光電編碼器檢測得到，其中正交信號A和B從正交編碼電路QEP輸入DSP，用于計算SRM的位置與轉(zhuǎn)速信息，Z信號經(jīng)捕獲單元CAP輸入，用于檢測電動機的零位置。電流檢測電路負責(zé)檢測各相的繞組電流，檢測信號經(jīng)過A/D轉(zhuǎn)換后反饋給DSP，DSP的SCI模塊通過RS232串行接口與上位機相連，實現(xiàn)對系統(tǒng)的實時狀態(tài)監(jiān)測與指令下達等功能。

2.1 整流電路

整流電路包括整流、濾波、穩(wěn)壓等環(huán)節(jié)，能將輸入的工頻交流電轉(zhuǎn)換為平滑、穩(wěn)定，不受負載變化的影響的直流電。

本研究所設(shè)計的整流電路如圖4所示，在交流輸入端接入了電磁干擾濾波器，由C1、C2、R1、LT組成，它能有效抑制進線端的電磁干擾，其中R1為放電電阻，能夠解決電源斷開后因C1放電而導(dǎo)致L、N兩端長時間帶電的問題，LT為共模電感;BR為整流橋，比分立的整流二極管擁有更強的散熱能力;C3為濾波電容，選用可靠性好、損耗小的聚丙烯電容;C4、C5為大容量電解電容，起穩(wěn)壓與能量回收的作用;發(fā)光二級管D3作為電源指示燈，電阻R2為其限流。

圖4 整流電路原理圖

2.2 功率變換主電路

功率變換主電路是整個功率驅(qū)動電路中最為重要的環(huán)節(jié)，它首先要起到開關(guān)作用，并且在開關(guān)模式下向電動機提供運行所需要的能量，同時還需要為繞組提供能量回饋路徑。

當(dāng)前適用SRM的功率變換電路有很多［8-9］，本研究選擇結(jié)構(gòu)最簡單、可靠性最高的不對稱半橋回路，以分立元器件的形式設(shè)計功率變換主電路，以A相為例，功率變換主電路原理圖如圖5所示。主開關(guān)器件選擇IGBT單管SGH15N60RUFD，因為IGBT驅(qū)動簡單、耐壓高、更適用于大功率場合;續(xù)流二極管選擇超快速恢復(fù)二極管MUR1560，其恢復(fù)時間僅為幾十納秒，能滿足快速退磁的需求;圖中，HA、LA分別為A相上臂和下臂的柵極觸發(fā)端，從光耦與觸發(fā)電路接收觸發(fā)信號，EA為A相上臂的懸浮地;輸出端IA串聯(lián)電流檢測電路后連接A相正端，而AN直接與A相負端相連;R3～R5組成分壓采樣電路以測量母線電壓值，ADC0直接連接DSP的A/D接口，3 V穩(wěn)壓二極管D4能有效保護DSP不被燒壞。

朱熹撰寫各體石刻文，尊重并且突出各體的體制特點。同為碑文，祀廟碑與神道碑風(fēng)格不同。墓表、墓志銘、墓記、壙志等名不同，實也不同。從文體格式來看，碑志文末尾皆有一段銘文，與前面的散體敘述相互配合，抒發(fā)情感，提升主題。但銘文一般以四言韻文為主，容易給人以程式化的感覺。韓愈號稱一代文宗，又擅長碑志文寫作，他煞費苦心，對程式化的銘文進行改造，使之靈活多樣、變化多端。在這一點上，朱熹對韓愈亦步亦趨，其碑志銘文不拘一格，形式常新。如《朝奉劉公墓表》銘文是柏梁體的七言詩：

圖5 功率變換主電路原理圖(只畫出一相)

2.3 光隔與觸發(fā)電路

光隔與觸發(fā)電路分為光耦隔離和柵極觸發(fā)兩部分，由于功率變換電路選擇不對稱半橋回路，每一相的上下兩個橋臂需要分開控制，理論上驅(qū)動四相8/6極開關(guān)磁阻電動機時，光耦隔離和柵極觸發(fā)電路各需要8路。

單路光耦隔離電路的原理圖如圖6所示，核心器件是高速、高共模比光電耦合器HCPL4504，它能將主、副兩邊的強弱電信號完全隔離，大大提高了電路的可靠性與抗干擾能力。R6可為光耦內(nèi)部的發(fā)光二極管限流，副邊的C7、C8分別為去耦合與去噪聲電容，R7為上拉電阻。

圖6 光耦隔離電路原理圖

柵極觸發(fā)電路的原理圖如圖7所示。該電路以柵極驅(qū)動集成芯片IR2110為核心，IR2110具有成本低、集成度高、驅(qū)動能力強、安全可靠等諸多優(yōu)點，并且僅用一塊IR2110即可驅(qū)動同一相的兩個開關(guān)器件，使柵極觸發(fā)電路的數(shù)量減少了一半;同時，本研究采用外部自舉電路驅(qū)動，減少了觸發(fā)電路的電源數(shù)量，大大降低了電路的制作成本。電路中R8、R9為柵極驅(qū)動電阻，C9和D5為自舉電容和自舉二極管，結(jié)合圖5與圖7可知，以A相為例，AH、AL均為經(jīng)過隔離后的PWM信號，當(dāng)上臂關(guān)斷，下臂導(dǎo)通時，上臂懸浮地接GND，N點電位為0 V，M點通過D5與+15 V電源相連，自舉電容充電，兩端電壓為+15 V;而當(dāng)上臂導(dǎo)通時，EA與Vdc相連，N點電位變?yōu)閂dc，但此時由于有C9的存在，M點電位變?yōu)閂dc+15 V，D5承受反壓而關(guān)斷，從而保護了+15 V電源，同時，短時間內(nèi)自舉電容中儲存的電荷能在+15 V電源對上臂關(guān)斷的情況下保證上臂的繼續(xù)導(dǎo)通，使功率變換電路繼續(xù)安全、可靠地運行。

圖7 柵極觸發(fā)電路原理圖

2.4 電流檢測電路

本研究選用閉環(huán)霍爾傳感器CSM025A檢測開關(guān)磁阻電動機每一相的繞組電流，它使用±15 V電源，能在高度絕緣的條件下測量直流、交流、脈沖以及各種不規(guī)則波形的電流，并且提供了5種通過改變接線方式可調(diào)的匝數(shù)比［10］，以控制輸入電流和輸出電流之間的比值，精確度和可靠性都很高。

以A相為例，單相電流檢測電路的原理圖如圖8所示。此時的接線方式將設(shè)定匝數(shù)比為5∶1 000，額定輸入電流為5 A，額定輸出電流為25 mA。由于DSP的A/D模塊只針對電壓信號進行轉(zhuǎn)換，并且輸入范圍為0～3 V，超過3 V或者輸入負壓都將燒毀DSP，本研究首先將輸出的電流信號通過51 Ω精密電阻R10接地轉(zhuǎn)換為電壓信號AD1，然后以雙運算放大器LM358為核心設(shè)計電壓調(diào)理電路，將轉(zhuǎn)換得到的電壓信號AD1提升1.5 V(Vg)，確保電流檢測電路最終的輸出信號ADC1在0～3 V范圍內(nèi)，然后再輸入DSP。

圖8 電流檢測電路原理圖(只畫出一相)

2.5 位置信號的檢測

位置檢測的目的是確定SRM定、轉(zhuǎn)子之間的相對位置關(guān)系，以此來控制各相繞組的通斷，所以開關(guān)磁阻電動機對位置檢測環(huán)節(jié)的要求很高。本研究選擇3 600線的增量式旋轉(zhuǎn)光電編碼器，在DSP正交編碼電路QEP的4倍頻作用下可以達到每轉(zhuǎn)14 400個脈沖，確保了位置檢測的精度。

光編的A、B兩路正交脈沖經(jīng)QEP入DSP，通過計算即可得到當(dāng)前轉(zhuǎn)速，然而僅憑這兩路脈沖信號只能獲得電動機相對于初始時刻轉(zhuǎn)過的角度，無法得到其絕對位置，所以必須設(shè)定參考零位置。SRM的零位置通常選擇某一相的最大電感位置或最小電感位置，由于轉(zhuǎn)子軸“D”形切口正對了一個轉(zhuǎn)子凸極，本研究以“轉(zhuǎn)子軸切口對準(zhǔn)定子A相正端凸極”為零位置，此時A相電感達到最大值，而電動機在轉(zhuǎn)至零位置時光編恰好能輸出Z脈沖，利用捕獲單元CAP對其進行捕獲，綜合A、B信號即可獲得電動機任意時刻的絕對位置。

3 實驗平臺的軟件設(shè)計

本研究所設(shè)計的四相8/6極開關(guān)磁阻電動機實驗平臺的軟件系統(tǒng)由下位機DSP控制程序和上位機操作界面組成。其中，下位機控制程序包括主程序和中斷子程序兩部分，主程序由各類外設(shè)初始化子程序、轉(zhuǎn)子位置角計算子程序和換相子程序等部分組成;中斷子程序包括A/D轉(zhuǎn)換中斷、數(shù)據(jù)接收中斷、轉(zhuǎn)速控制中斷、零位置中斷等。上位機操作界面以LabVIEW為開發(fā)環(huán)境，實現(xiàn)串口通信、數(shù)據(jù)顯示、指令發(fā)送等功能。

3.1 主程序

在主程序中首先需要完成對系統(tǒng)的設(shè)定，以及對事件管理器、GPIO、SCI、A/D等外設(shè)的初始化，配置中斷入口，然后進入無限循環(huán)等待中斷，其流程如圖9所示。

圖9 主程序流程圖

在無限循環(huán)等待中斷的過程中，主程序還將完成啟動與換相的工作，具體流程圖如圖10所示。在找到零位置前，增量式光電編碼器無法檢測電動機的絕對位置，所以本研究首先使用調(diào)壓器將電源電壓控制在5 V左右并采用定時換相，每觸發(fā)一相調(diào)用一次延時函數(shù)，產(chǎn)生0.1 s左右的延時，然后再次判斷零位置是否找到，若仍未找到則觸發(fā)下一相，如此不斷地重復(fù)判斷、換相、延時3個步驟，讓開關(guān)磁阻電動機先以低速轉(zhuǎn)動起來。在SRM轉(zhuǎn)動經(jīng)過零位置，捕獲單元首次捕捉到Z脈沖后，系統(tǒng)由定時換相轉(zhuǎn)為邏輯換相，即不斷讀取QEP的時鐘源的計數(shù)值(T2CNT)，通過計算得到當(dāng)前轉(zhuǎn)子位置角θ，然后根據(jù)θ以及開關(guān)角進行換相，同時逐步升高電源電壓，使SRM正常運行。

圖10 無限循環(huán)流程圖

3.2 零位置中斷程序

光電編碼器輸出的Z脈沖由CAP3輸入DSP，所以零位置中斷由CAP3產(chǎn)生。零位置中斷的流程圖如圖11所示，其主要功能有兩個:首先是將T2計數(shù)值清零，避免計數(shù)值溢出同時減小誤差;其次是在首次產(chǎn)生零位置中斷時將啟動標(biāo)志位置1，表示開機找“零”過程已完成，主程序開始進行邏輯換相。

圖11 零位置中斷流程圖

3.3 A/D轉(zhuǎn)換中斷程序

DSP 通過輸出PWM波控制各相繞組的通斷，所以繞組電流在很大程度上受到PWM波的影響，為了減小采樣時的電流波動，提高測量精度，本研究選擇在每個PWM波形的中心點進行A/D轉(zhuǎn)換。T1周期中斷剛好發(fā)生在PWM波形的中心，所以A/D轉(zhuǎn)換由T1周期中斷啟動，其流程如圖12所示，主要包括讀取結(jié)果、濾波、還原3個過程。

圖12 A/D轉(zhuǎn)換中斷流程圖

A/D轉(zhuǎn)換中斷程序首先要完成對轉(zhuǎn)換結(jié)果的讀取，讀取結(jié)果的實質(zhì)是將結(jié)果寄存器中存放的轉(zhuǎn)換結(jié)果(數(shù)字量)讀取成相應(yīng)引腳的輸入電壓(模擬量)。為測得精確的繞組電流，本研究在讀取結(jié)果后采用“中位值平均濾波法”對結(jié)果進行濾波，即對同一相的繞組電流連續(xù)采樣5次，去掉5個結(jié)果中的最大值與最小值，然后計算其余3個中位值的算數(shù)平均值，通過這種方法可有效消除脈沖干擾引起的采樣誤差。由于電流檢測電路中包含了電流電壓轉(zhuǎn)換以及電壓調(diào)理兩個環(huán)節(jié)，最后還必須將濾波后的轉(zhuǎn)換結(jié)果從A/D轉(zhuǎn)換的輸入電壓還原為所測的繞組電流，兩者的關(guān)系為:

式中:Ik—繞組電流，Vg—電壓調(diào)理電路中的偏置電壓值，RT—電流電壓轉(zhuǎn)換時所選用的精密電阻阻值。

本研究中Vg為1.5 V，RT為51 Ω。

3.4 轉(zhuǎn)速控制中斷程序

電動機的轉(zhuǎn)速特性可以直接反映出其性能的優(yōu)劣，所以轉(zhuǎn)速控制至關(guān)重要。轉(zhuǎn)速控制中斷由頻率為1 kHz的定時器4周期中斷啟動，其流程圖如圖13所示。

圖13 轉(zhuǎn)速控制中斷流程圖

每次進入轉(zhuǎn)速控制中斷都將首先計算當(dāng)前轉(zhuǎn)速，本研究采用頻率法，即利用相鄰兩個轉(zhuǎn)速控制中斷所讀取的T2計數(shù)值之差ΔN來計算光編A、B信號脈沖的頻率，從而換算得到電動機的轉(zhuǎn)速。由于本研究使用的光電編碼器在QEP電路4倍頻作用下將達到每轉(zhuǎn)14 400個脈沖，ΔN與電動機轉(zhuǎn)速n之間的關(guān)系為:

式中:TC—轉(zhuǎn)速控制中斷的周期，本研究中選為10-3s。

同時，電動機的正反轉(zhuǎn)狀態(tài)可以通過讀取T2狀態(tài)位T2STAT直接得到。完成5次測量后，本研究采用“算術(shù)平均濾波法”對轉(zhuǎn)速濾波以降低測量誤差，然后通過PID算法對轉(zhuǎn)速進行控制。PID控制器的傳遞函數(shù)為:

式中:U(s)，E(s)—控制器的輸入與輸出信號;kp，Ti，Td—比例系數(shù)、積分時間常數(shù)、微分時間常數(shù)。

然而在實際設(shè)計控制算法時通常采用離散PID，對式(3)作Z變換并離散化［11］即可得離散PID的表達式:

式中:Kp=kp;Ki=kpTs/Ti;Kd=kpTd/Ts;Ts—采樣周期。

對于轉(zhuǎn)速PID控制而言，其輸入量e為給定轉(zhuǎn)速與實際轉(zhuǎn)速之間的偏差量，又因為主開關(guān)器件工作于PWM模式，輸出量u用于控制PWM波的占空比，從而間接控制繞組電壓的平均值。本研究使用事件管理器的比較單元輸出8路對稱PWM波，所以PWM占空比由相應(yīng)的定時器計數(shù)周期TxPR和比較單元比較值CMPRn決定，而TxPR一般在初始化事件管理器時對其賦值并且不再改動，所以本研究將PID控制的輸出量u直接賦值給CMPRn，并在賦值之后對比較值進行限幅，以此將PWM占空比限制在20%～80%之間。

3.5 數(shù)據(jù)接收中斷程序

除了查詢方式之外，SCI的發(fā)送和接收還可以通過中斷進行控制。當(dāng)SCI采用查詢方式發(fā)送或接收數(shù)據(jù)時，往往需要不斷地查詢相應(yīng)緩沖寄存器的就緒標(biāo)志?？紤]到系統(tǒng)并不需要頻繁接收給定數(shù)據(jù)，SCI模塊只需在每次調(diào)速過程中從上位機接收一次給定數(shù)據(jù)即可，這種情況下如果仍使用查詢方式接收數(shù)據(jù)，顯然會大大降低程序的運行效率，所以本研究采用查詢方式發(fā)送，中斷方式接收的組合，利用SCI接收中斷接收并更新給定轉(zhuǎn)速與PID參數(shù)，其流程圖如圖14所示。

圖14 數(shù)據(jù)接收中斷流程圖

3.6 上位機操作界面

LabVIEW的函數(shù)庫包括數(shù)據(jù)采集、串口控制、數(shù)據(jù)顯示等。本研究設(shè)計的上位機操作界面如圖15所示，主要包括數(shù)據(jù)顯示區(qū)、數(shù)據(jù)發(fā)送區(qū)以及串口控制區(qū)3個區(qū)域。數(shù)據(jù)顯示區(qū)提供了電動機轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)子位置角、開關(guān)角的數(shù)值顯示，轉(zhuǎn)速波形顯示和PWM占空比的儀表顯示以及其上、下限的指示燈提示等;數(shù)據(jù)發(fā)送區(qū)由4個輸入控件與1個按鈕控件組成，負責(zé)通過串口向DSP發(fā)送給定轉(zhuǎn)速與PID參數(shù);串口控制區(qū)主要實現(xiàn)I/O口指定，波特率、數(shù)據(jù)比特、停止位設(shè)置等功能。

圖15 上位機操作界面

4 實驗結(jié)果與分析

本研究首先在開環(huán)條件下對系統(tǒng)的軟硬件進行了測試和驗證，測試條件為:電源電壓10 V，PWM占空比60%，最終實驗結(jié)果如圖16所示。從圖16中可以看出，由于硬件部分采用了光電耦合器HCPL4504，單相上、下橋臂PWM信號與開關(guān)管驅(qū)動信號在邏輯上剛好相反，且隔離后的PWM信號通過驅(qū)動芯片IR2110能正確地觸發(fā)IGBT，得到穩(wěn)定的相電壓。因此，開環(huán)實驗驗證了系統(tǒng)軟、硬件設(shè)計的正確性和有效性。

圖16 開環(huán)驗證實驗結(jié)果圖

其次，為研究開關(guān)角與繞組電流之間的關(guān)系，本研究采集的不同開關(guān)角下的相鄰兩相繞組的電流波形如圖17所示。實驗結(jié)果證明，改變開通角能使繞組電流波形的寬度、峰值等發(fā)生明顯的改變，適當(dāng)減小開通角可使繞組電流有充足的上升時間，提高SRM產(chǎn)生的電磁轉(zhuǎn)矩，增加電動機出力，但是開通角也不能太小，過分減小開通角容易使繞組電流過大，噪聲和震動增加，影響電動機的穩(wěn)定性。相比之下，關(guān)斷角控制只影響繞組電流波形寬度，不影響峰值，所以對繞組電流的作用較弱，通常只作為輔助控制方式，用于調(diào)節(jié)SRM的運行效率，因為適當(dāng)增大關(guān)斷角能增加各相的供電時間，提高轉(zhuǎn)矩，但如果關(guān)斷過晚，該相就可能會產(chǎn)生負轉(zhuǎn)矩，大大降低電動機的效率。根據(jù)結(jié)果，本研究選擇開通角5°，關(guān)斷角25°作為最優(yōu)開關(guān)角。

最后，本研究在最優(yōu)開關(guān)角下進行了閉環(huán)調(diào)速實驗，初始條件為:給定轉(zhuǎn)速300 r/min，電源電壓15 V，PID參數(shù)為Kp=2，Ki=0.5，Kd=0.1。實驗過程為:0～5 s為啟動階段，在系統(tǒng)運行7 s和12 s時分別將給定轉(zhuǎn)速改變?yōu)?00 r/min與400 r/min，15 s～20 s之間讓系統(tǒng)穩(wěn)定運行，最后進行擾動實驗，在系統(tǒng)運行23 s左右時突然增加負載轉(zhuǎn)矩，4 s后撤除，再在33 s時突然降低電源電壓至7.5 V，4 s后恢復(fù)。不同階段的轉(zhuǎn)速波形如圖18所示，可見開機找“零”的過程只持續(xù)1 s左右，十分短暫，啟動后整個調(diào)速系統(tǒng)運行穩(wěn)定，轉(zhuǎn)速響應(yīng)具備快速性和準(zhǔn)確性，并且系統(tǒng)抗干擾能力強，說明PID算法能根據(jù)轉(zhuǎn)速偏差，通過改變PWM波占空比來改變繞組電壓平均值，從而間接調(diào)節(jié)繞組電流的大小，實現(xiàn)對轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)速的有效控制。

圖17 不同開關(guān)角下的繞組電流波形

圖18 調(diào)速實驗結(jié)果圖

5 結(jié)束語

本研究首先分析了開關(guān)磁阻電動機的基本原理和控制方法，在此基礎(chǔ)上開發(fā)了四相8/6極開關(guān)磁阻電動機實驗平臺;詳細介紹了實驗平臺硬件系統(tǒng)的組成、特點、原理以及各元器件的功能和選型等;同時介紹了實驗平臺的軟件部分，給出了DSP控制程序中主程序和各中斷子程序的具體功能與流程;最后，基于所開發(fā)的開關(guān)磁阻電動機實驗平臺進行了多項實驗，通過開環(huán)實驗驗證了系統(tǒng)軟硬件設(shè)計的正確性，同時研究并分析了開關(guān)角與繞組電流之間的關(guān)系;通過閉環(huán)調(diào)速實驗證明了PID控制的有效性以及系統(tǒng)調(diào)速性能的優(yōu)越性。

［1］詹瓊?cè)A.開關(guān)磁阻電動機［M］.武漢:華中理工大學(xué)出版社，1992.

［2］王宏華.開關(guān)磁阻電動機調(diào)速控制技術(shù)［M］.北京:機械工業(yè)出版社，1995.

［3］LAWRENSON P J，STEPHENSON J M，F(xiàn)ULTON N N，et al.Variable-speed switched reluctance motors［J］.IEE Proceedings B:Electric Power Applications，1980，127(4):253-265.

［4］吳紅星.開關(guān)磁阻電機系統(tǒng)理論與控制技術(shù)［M］.北京:中國電力出版社，2010.

［5］SOARES F，COSTA B P J.Simulation of a 6/4 switched reluctance motor based on Matlab/Simulink environment［J］.IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems，2001，37(3):989-1009.

［6］譚國俊，蒯松巖，何鳳有.電壓斬波控制的開關(guān)磁阻電機非線性仿真分析［J］.系統(tǒng)仿真學(xué)報，2006，18(2):478-481.

［7］王洪誠，陳剛，王鈺涵，等.基于線性模型的開關(guān)磁阻電機控制系統(tǒng)［J］.兵工自動化，2013，31(6):70-73.

［8］AHN J W，LIANG J，LEE D H.Classification and analysis of switched reluctance converters［J］.Journal of Electrical Engineering＆Technology，2010，5(4):571-579.

［9］CHANG H C，LIAW C M.An integrated driving/charging switched reluctance motor drive using three-phase power module［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2011，58(5):1763-1775.

［10］王子濤，王家軍，郭超.基于TMS320LF2812的永磁同步交流伺服系統(tǒng)［J］.機電工程，2012，29(9):1050-1054.

［11］韓安太，劉峙飛，黃海.DSP控制器原理及其在運動控制系統(tǒng)中的應(yīng)用［M］.北京:清華大學(xué)出版社，2003.