鄧亞平, 同向前, 鮑洋, 馮穎

(西安理工大學 自動化與信息工程學院，陜西 西安 710048)

將有源補償技術(shù)與無源電力濾波器相結(jié)合構(gòu)成的混合電力濾波器兼?zhèn)溆性措娏V波器與無源電力濾波器各自的優(yōu)點[1-2]，是目前高壓大容量電力濾波器的發(fā)展方向。分布式電源接入是未來智能電網(wǎng)的主要特征之一[3-4]，但目前的混合電力濾波器在對有源裝置APF部分進行控制時都需要檢測系統(tǒng)的負荷電流或電源電流[5-7]，因而難以適應于含有分布式電源與分布式非線性負荷的智能電網(wǎng)發(fā)展需求。

針對微電網(wǎng)的分布式特征，文獻[8-9] 提出了一種可應用于微電網(wǎng)中且具有優(yōu)良濾波效果的有源調(diào)諧型混合電力濾波器。其中，有源裝置APF部分的控制是基于檢測流過濾波支路電流的有源調(diào)諧控制方法，這種控制方法不同于以往混合濾波器中APF的控制，它不需要采集濾波器本身之外的任何信號，即不需要檢測負載電流或電源電流，因此可應用于任何輸配電系統(tǒng)中，特別是新興的微電網(wǎng)的諧波抑制。在這種混合濾波器中用于有源調(diào)諧控制的諧波補償系數(shù)的實時調(diào)整是實現(xiàn)諧波抑制的關(guān)鍵技術(shù)之一。文獻[8-9] 所采用的有源調(diào)諧控制方法中，諧波補償系數(shù)是基于PI控制器對濾波器失諧度的參考值與實際值之間的誤差信號進行運算處理后得到的，因此PI調(diào)節(jié)器參數(shù)的選擇對系統(tǒng)諧波補償性能的影響較大。然而，考慮到濾波系統(tǒng)實際運行工況和延時等因素，PI參數(shù)的獲取較為繁瑣復雜。

為了克服有源調(diào)諧型混合濾波器目前所采用控制方法中PI參數(shù)整定過程復雜的缺點，本研究結(jié)合有源調(diào)諧型混合電力濾波器的工作原理，在原有控制策略的基礎上提出了一種新型控制方法。本研究首先對改進無差拍控制策略進行了理論分析，然后，通過仿真分析與實驗驗證，證明了該改進無差拍控制方法的正確性與可行性。

1 原有控制策略所存在的問題

有源調(diào)諧型混合電力濾波器(Active Tuned Hybrid Power Filter—ATHPF)是由傳統(tǒng)單調(diào)諧濾波器和有源濾波器有機結(jié)合而成的，其中APF是并聯(lián)于電抗器兩端且作為受控電流源工作的。當ATHPF對電網(wǎng)中的h次諧波電流進行補償時APF的輸出電流iAPF.h應滿足：

iAPF.h=Kh·iFh

(1)

式中，Kh為APF對h次諧波的補償系數(shù)，iFh為注入濾波器中的h次諧波電流。

前期的研究結(jié)果已經(jīng)表明[8]，此時在h次諧波頻率下濾波電抗器的等值電感Leq.h為：

Leq.h=(1+Kh)L

(2)

其中，L為濾波器的初始電感值。

顯然，通過對Kh值的合理控制可以實現(xiàn)ATHPF的諧波抑制功能。調(diào)整Kh值的目的在于使ATHPF完全調(diào)諧，即濾波器的失諧度0，因此選擇濾波器的失諧度做為調(diào)節(jié)Kh值的依據(jù)。

文獻[8-9] 給出了一種可行的Kh調(diào)節(jié)方法。如圖2所示，控制系統(tǒng)在實時檢測到濾波器的實際失諧度δ后與失諧度參考值δ*進行做差比較，進而經(jīng)PI調(diào)節(jié)器后可生成相應的諧波補償系數(shù)Kh。將控制得到的諧波補償系數(shù)Kh與濾波支路中的h次諧波電流iF.h相乘便可得到APF參考電流iAPF.ref。最后由PWM發(fā)生器生成用于控制APF的PWM信號。

圖1 原有控制策略中Kh的閉環(huán)控制方法

圖1中Kh實現(xiàn)的一個重要環(huán)節(jié)就是濾波器實際失諧度δ的實時測量。失諧度的檢測是ATHPF實現(xiàn)濾波的基礎，檢測精度也是影響濾波器性能和運行穩(wěn)定性的重要因素。本研究采用式(3)來對濾波器的失諧度進行檢測，即:

(3)

式中，ULh、UCh分別為濾波器中濾波電抗器和濾波電容器上h次諧波電壓的幅值。

顯然，若忽略電抗器的附加電阻，當濾波器完全諧振時，也即在濾波器h次諧波理論失諧度為0時，電抗器與電容器上的h次諧波電壓幅值相等，式(3)所示失諧度測量值等于零，當濾波器失諧越大時，式(3)所示失諧度測量值也越大，且其正負反映了失諧的方向。由于在濾波器失諧度接近于0時，ULh、UCh達到了最大值，因此式(3)所示失諧度檢測方法可以實現(xiàn)失諧度的無盲區(qū)檢測。

設濾波器中濾波電感與電容分別為L、C，濾波器的實際諧振角頻率為ωr，則：

(4)

設電網(wǎng)h次諧波角頻率為ωh，按照失諧度的定義，濾波器對h次諧波的理論失諧度δ0為：

(5)

假設濾波器中濾波電抗器與電容器的h次諧波阻抗分別表示為XLh、XCh，則在忽略濾波電抗器等值電阻時，δ的表達式為：

(6)

將式(4)、式(5)代入式(6)，可得失諧度測量值δ與理論失諧度δ0之間的關(guān)系為：

(7)

考慮到在失諧度的通常變化范圍內(nèi)，即-0.2≤δ0≤0.2時，有：

(8)

式(8)表明，由式(3)檢測得到的濾波器失諧度能夠準確反映濾波器的實際失諧度。

ATHPF在實現(xiàn)系統(tǒng)h次諧波抑制功能時，失諧度的參考值δ*應設為0，因此在檢測得到濾波器的實際失諧度后，有源調(diào)諧系數(shù)Kh值可按圖1給出的控制方法來獲得。如圖1所示，Kh值是通過對濾波器失諧度的參考值δ*與實際值δ的誤差進行PI調(diào)節(jié)后得到的。PI控制器的跟蹤原理在于將δ*與δ的誤差輸入信號通過比例積分處理，進而得到相應的諧波補償系數(shù)Kh。

然而，在該控制方法中PI調(diào)節(jié)器的參數(shù)選擇對系統(tǒng)的濾波性能影響較大。文獻[10] 中給出了不考慮系統(tǒng)延時圖1所示控制方法中的PI調(diào)節(jié)器參數(shù)選擇方法，因此PI控制器的參數(shù)計算結(jié)果具有一定局限性。但若考慮濾波系統(tǒng)的實際運行工況及控制系統(tǒng)中所存在的延時等因素，將會使PI控制器的參數(shù)整定過程更加繁瑣復雜。此外，文獻[10] 中分析計算出的PI調(diào)節(jié)器比例系數(shù)和積分時間常數(shù)整定結(jié)果均為一取值范圍。在實際應用中還需對計算得到的PI控制器參數(shù)進行適當調(diào)整才能獲得理想的濾波效果。

2 ATHPF的改進無差拍控制策略

為了克服ATHPF原有控制策略所存在的問題，本研究在不影響系統(tǒng)諧波抑制效果的前提下提出了一種可替代圖1所示的原有控制策略中PI調(diào)節(jié)器的改進無差拍控制方法。

該控制策略在由式(3)檢測得到濾波器實時失諧度后進一步經(jīng)過運算處理便可得到相應的各次諧波補償系數(shù)。

2.1 理論分析

結(jié)合ATHPF對h次諧波抑制的工作原理可得：

(9)

其中，C為濾波電容器的電容量。

結(jié)合式(2)、式(5)和式(9)可得失諧度理論值δ0與h次諧波補償系數(shù)Kh之間的關(guān)系，即：

Kh=(1-δ0)2-1

(10)

聯(lián)立式(7)、式(10)可推算出失諧度測量值δ與補償系數(shù)Kh之間關(guān)系為：

(11)

因此，在控制系統(tǒng)根據(jù)式(3)檢測得到濾波器的失諧度測量值δ后通過式(11)可以計算得到相應的h次諧波補償系數(shù)Kh的值。

圖2給出了δ在[-0.2,0.2]區(qū)間變化時式(11)所示的失諧度測量值δ與補償系數(shù)Kh的關(guān)系曲線。

圖2 失諧度測量值δ與補償系數(shù)Kh的關(guān)系曲線

表1以三次諧波為例，在濾波電容器取為75 μF，濾波電抗器取不同值時理想補償系數(shù)與計算補償系數(shù)的計算結(jié)果對比。其中，理想失諧度δ0由式(5)計算所得，測量失諧度δ由式(7)計算所得，理想補償系數(shù)由式(2)計算所得，計算補償系數(shù)由式(11)計算所得。

表1 理想補償系數(shù)與計算補償系數(shù)結(jié)果對比

通過表1可以看出，根據(jù)式(11)計算所得到的補償系數(shù)與理想補償系數(shù)之間是完全吻合的，并且當濾波器失諧較小時，計算出的實際補償系數(shù)仍然具有較高的檢測精度。此外，補償系數(shù)的理想值與計算值之間的偏差很小，可以忽略不計。

2.2 算法實現(xiàn)

令Kh.0為濾波系統(tǒng)補償h次諧波時所需的理想補償系數(shù)，Kh(t-1)為上一時刻的實際補償系數(shù)，Kh(t)為本時刻的h次諧波實際補償系數(shù)，ΔKh為上一時刻實際補償系數(shù)與理想補償系數(shù)之間的偏差。

結(jié)合式(6)可進一步得到：

(12)

結(jié)合式(10)、式(12)可得：

(13)

聯(lián)立式(11)、式(13)可得：

(14)

由于補償系數(shù)的取值范圍為(-1,1)，因此式(14)中的分母為一正值。若上一時刻得到的h次諧波補償系數(shù)小于期望值，即Kh(t-1)Kh.0，ΔKh為負增益；當Kh(t-1)=Kh.0，則ΔKh為零。

至此，利用Kh(t-1)便可得到下一時刻Kh(t)的值為濾波系統(tǒng)補償h次諧波所需的理想補償系數(shù)時需滿足的條件：

(15)

因此，根據(jù)上一時刻的實際諧波補償系數(shù)Kh(t-1)，按式(15)所計算出的下一時刻補償系數(shù)Kh(t)即為期望的h次諧波補償系數(shù)Kh.0。

為了便于算法實現(xiàn)，可近似假設為：

m=1+Kh(t-1)

(16)

其中m>0，為一常量，且取小于采樣頻率的值。

故式(15)可以簡化為：

y(z)=z-1·y(z)+m·u(z)

(17)

即：

(18)

其中，y(z)為輸出量，u(z)為輸入量。

通過上述分析可得補償系數(shù)生成原理如圖3所示，其輸入量為控制系統(tǒng)根據(jù)式(3)計算所得h次諧波失諧度的測量值δ，輸出量為補償系數(shù)Kh(t)。

圖3 改進無差拍控制策略中補償系數(shù)實現(xiàn)框圖

3 仿真與實驗結(jié)果

3.1 仿真結(jié)果分析

為了驗證上述理論分析的正確性，建立了基于改進無差拍控制策略的三相ATHPF仿真系統(tǒng)。仿真系統(tǒng)由電源、非線性負荷和ATHPF共同構(gòu)成。其中，非線性負荷由5、7、11和13次諧波電流源共同構(gòu)成，ATHPF由無源濾波器和有源濾波器共同構(gòu)成，具體的系統(tǒng)仿真參數(shù)如表2所示。

表2 系統(tǒng)仿真參數(shù)

圖4為ATHPF補償前后的電源電流波形，其中ATHPF采用了本研究所提出的控制策略來對系統(tǒng)中的5、7、11和13次諧波同時進行補償。由圖4可知，采用本研究所提出的控制策略可以實現(xiàn)ATHPF對系統(tǒng)諧波電流的良好濾波，補償后的電源電流波形接近于一正弦波。

圖4 系統(tǒng)仿真結(jié)果

3.2 實驗結(jié)果分析

建立了單相ATHPF實驗平臺，其中，無源支路的LC參數(shù)按照3次偏調(diào)諧設計，濾波電感15.4 mH，濾波電容75 μF。有源裝置APF采用兩電平電壓源換流器結(jié)構(gòu)和三角波比較的PWM控制方式。諧波源負荷為帶阻感負載的二極管整流橋。控制系統(tǒng)采用了本文所提出的改進無差拍控制策略，且有源調(diào)諧于5次和7次諧波。負荷電流也即未投入ATHPF時的電源電流波形及其頻譜如圖5所示。圖6為投入ATHPF后的電源電流波形及其頻譜圖。

表3列出HIOKI3166電力分析儀測試所得的不同工況下電源電流的各次諧波電流幅值。

表3 電源電流諧波含量

圖5 未投入ATHPF時的電源電流波形及其頻譜

圖6 投入ATHPF后的電源電流波形及其頻譜

結(jié)合圖5、圖6及表3的數(shù)據(jù)可知，當濾波系統(tǒng)未投入運行時負載中的諧波電流全部都注入到了電網(wǎng)中，電源電流波形畸變較為嚴重，總畸變率高達24.2%，3、5、7次諧波電流含量分別為21.4%、11.7%、7.2%。當ATHPF投入運行時電源電流波形接近于正弦波，畸變率減小到5.6%，3、5、7次諧波電流含量分別降低到了2.4%、2.6%、2.0%，ATHPF對5次和7次諧波均起到了較好的濾波效果。

4 結(jié) 論

1) 有源調(diào)諧型混合電力濾波器中原有PI控制策略的參數(shù)整定較為復雜，提出了一種根據(jù)當前實測失諧度和諧波補償系數(shù)直接計算有源濾波器諧波補償系數(shù)的改進無差拍控制策略。

2) 實驗系統(tǒng)的實測結(jié)果表明，基于改進無差拍控制策略的有源調(diào)諧型混合濾波器運行穩(wěn)定、補償性能良好，而且不存在調(diào)節(jié)器整定參數(shù)。

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