趙　宣，鄭　羽，，李　靜，王金海，李紅志，劉　寧

(1．天津工業(yè)大學(xué)電子與信息工程學(xué)院，天津　300387；2．國家海洋技術(shù)中心傳感器室，天津　300112)

0　引言

拋棄式鹽、溫、深(以下簡稱XCTD )剖面儀探頭從船上發(fā)射，入水后開始測量。隨著測量探頭下沉(速度約為3～5 m/s)[1]，探頭內(nèi)部的數(shù)據(jù)采集器實時完成溫度和電導(dǎo)率的采集、處理，并以數(shù)字信號形式通過探頭內(nèi)藏的傳輸線同步上傳。XCTD 探頭與測量船上數(shù)據(jù)接收機之間的數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)性能的優(yōu)劣，將直接關(guān)系到溫度電導(dǎo)率剖面曲線的真實性，因此，數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)是XCTD剖面儀的重要組成部分。然而由于傳輸電纜間阻抗參數(shù)隨放線長度不斷變化，影響了XCTD剖面儀信道傳輸?shù)姆€(wěn)定性，這對信號的完整性造成了破壞[2-3]。XCTD傳輸線為雙股漆包線作為傳輸導(dǎo)線，線纜的兩根導(dǎo)線在海洋中平行排列，該傳輸線表面覆有絕緣涂層，在上下兩個線軸上螺旋緊密纏繞。其平行圓環(huán)導(dǎo)線結(jié)構(gòu)如圖1所示，內(nèi)環(huán)為傳輸電纜，半徑為 0．05 mm．外環(huán)為絕緣漆包半徑為0．054 5 mm，周圍為海水，信號采用差動傳輸?shù)姆绞絒3]。

圖1　傳輸線截面模型

1　信道分布電容計算方法及結(jié)果

1．1信道線間分布電容的計算

電纜在工作的過程中其周圍的工作環(huán)境為海水，海水介質(zhì)為一個弱導(dǎo)體，其存在電容耦合效應(yīng)，因此電容值就由兩根導(dǎo)線間的電容值和導(dǎo)線與海水之間的電容值組成，增加了電容計算的復(fù)雜性[4]。隨著線纜的展開，分布電容的數(shù)值將不斷增大，在信道阻抗中將起主導(dǎo)作用，在實際應(yīng)用過程中，深水信道電容測量難度大，因此利用仿真計算對實際測量具有重要的意義。

文中通過在Comsol中建模仿真，對傳輸線分布電容進行求解。建立的模型高度1 m，其中，電纜中的絕緣材料選用聚苯乙烯εr=2.6，由于海水介質(zhì)影響和小的電極尺寸，會增加電容的計算難度和復(fù)雜度，因此采用仿真軟件Comsol，結(jié)合正確偏微分方程，通過場論的計算方法，嘗試計算電容值。仿真計算的結(jié)果為1 m傳輸線間分布電容值為2．006×10-10F[5]，測量結(jié)果為9．210×10-9F．計算結(jié)果與測量值有一定差距，因為由于Comsol軟件在計算過程中對于網(wǎng)格劃分要求較為細致，文中模型電極面積較小，長度較大，網(wǎng)格劃分十分復(fù)雜，為了簡便計算，文中采用了簡單的網(wǎng)格劃分方法，導(dǎo)致計算誤差較大。該方法還有待改進，今后嘗試在更高的硬件平臺下驗證計算，故文中電容參數(shù)選取測量值作為信道模型建立的參考值。

1．2線軸間分布電容的測量

分別在空氣介質(zhì)中，和海水介質(zhì)中，利用Agilent 4294A阻抗分析儀測量40 Hz～10 kHz的掃頻頻率的條件下測量了長度為500 m、 600 m的水下線軸和長度為1 100 m、1 300 m的水上線軸。實驗結(jié)果如表1電容測量值所示。測量海水介質(zhì)的水下信道電容值在km展開后其數(shù)值約為0．2×10-6F，該數(shù)值會嚴重影響傳輸信號相位的變化。

2　信道螺旋電感和等效電阻測量與計算方法

2．1螺旋電感值的測量方法

由于XCTD剖面儀主要應(yīng)用于深海海洋環(huán)境測量，在工作狀態(tài)下，實地測量困難很大，目前對XCTD纏繞電感計算主要采用分析了初次級線圈主要幾何參數(shù)，根據(jù)原始電感計算公式計算的方法[6]，這些計算過程相對復(fù)雜，限制條件較多，不易快速估算線圈纏繞電感的值，文中考慮到XCTD螺旋線圈緊密的纏繞在圓柱型骨架中，為標準螺旋電感，與ANSYS軟件中Brooks Coil Inductance電感計算的原則(如圖2所示)，基本應(yīng)用原則相似，故文中應(yīng)用該模型計算原理對纏繞電感進行估算。其理論計算公式如式(1)所示：

L=1.699×10-6×R×n2

(1)

式中：L為纏繞電感的數(shù)值；R為圓柱型骨架的外徑；n為纏繞圈數(shù)。

圖2　Brooks公式應(yīng)用模型

利用Agilent 4294A阻抗分析儀在40 Hz～10 kHz的頻率的范圍內(nèi)，分別測量線圈長度500 m、 600 m的水下線軸和1 100 m、1 300 m水上線軸傳輸電纜在空氣介質(zhì)和海水介質(zhì)中的電感值，測量結(jié)果如表1中電感項所示。

對測量結(jié)果與計算結(jié)果進行比較，可以看出由于Brooks Coil Inductance電感計算的原則規(guī)定線圈為規(guī)則的正方形且邊長與半徑相等 ，文中中線圈并不是標準的Brooks相似型，所以導(dǎo)致計算結(jié)果和實際測量存在一定的差異。然而，估算結(jié)果和實際測量值在同一數(shù)量級，且數(shù)值誤差比在100%～300%左右，雖然Brooks Coil Inductance電感計算的原則規(guī)定的計算環(huán)境為空氣介質(zhì)，然而，比較海水介質(zhì)和空氣介質(zhì)的測量值，可以看出，計算結(jié)果更加貼近海水中測量的纏繞電感值，基本能滿足估算需求。隨著線圈模型逐漸逼近相似型，計算與實際的誤差比例也逐漸減小，且比值波動也趨于平穩(wěn)。所以，可以利用Brooks Coil Inductance公式在難以測量的情況下，對線軸纏繞電感進行快速估算。

2．2平行導(dǎo)線電阻的計算

因為信號傳輸頻率在800 Hz左右，頻率較低，文中采用導(dǎo)線直流電阻值的計算公式如式(2)對信道分布電阻值進行估算。

(2)

式中：R為平行導(dǎo)線電阻；ρ為工作溫度下電阻率；Cj為絞入系數(shù)，多股導(dǎo)線為1．02；L為導(dǎo)線長度；A為導(dǎo)線橫截面面積。

利用Agilent 4294A阻抗分析儀對不同規(guī)格的導(dǎo)線進行電阻測量，部分數(shù)據(jù)如表1線圈參數(shù)實驗數(shù)據(jù)表中所示，推導(dǎo)出單位長度分布電阻值的測量值為2.244 Ω/m．假設(shè)材料性質(zhì)不隨環(huán)境的變化而改變，根據(jù)式(2)計算，得出分布電阻的計算值為2.256 Ω/m，計算值與測量值基本相符。

表1　線圈參數(shù)實驗數(shù)據(jù)表

3　傳輸線分布電容對線軸等效電感量的影響

3．1傳輸信道電路模型

通過上述的測量和計算，得到傳輸線的螺旋電感的自感量，平行導(dǎo)線間的分布電容、螺線電感上的分布電容以及導(dǎo)線電阻等參數(shù)，由與XCTD傳輸系統(tǒng)傳輸線對稱，為了更好地分析電路間各個電參數(shù)之間相互影響作用，得出線軸在傳輸過程中的簡化電路圖如圖3所示。

圖3　信道分析簡化電路圖

可以看出，當電容C值小時，對電流基本沒影響，由于平行傳輸線間間距很小，匝數(shù)很大，這樣基本可以認為I1電流對電感L1形成的磁通量，完全通過L1、L2，因為I2與I1大小和相位相等方向相反，I2在L1上產(chǎn)生互感磁通量與I1在L1上產(chǎn)生的自感磁通量相等方向相反，相互抵消，同理，I1在L2上產(chǎn)生互感磁通量與I2在L2上產(chǎn)生的自感磁通量也相互抵消。因此，理論上，可以認為電感參數(shù)對信號基本沒有影響。然而，根據(jù)文中第二節(jié)，傳輸線在實際測量中km分布電容為μF量級，電容對交流信號相位延時的作用不能忽略，I2并不能嚴格保證相位不變。

3．2信道傳輸性能實驗

針對第二節(jié)問題，文中利用信號發(fā)生器發(fā)送Vp-p為4．2 V的不同頻率的正弦波，通過輸出端并聯(lián)0．1 nF、1 nF、10 nF、和100 nF的瓷片電容，觀察水下500 m傳輸線軸的信號輸出特性。其中500 m標準水下傳輸線自身電感293．714 mH，分布電容為80．452 nF，分布電阻1．08 kΩ．通過該實驗系統(tǒng)，對得出的數(shù)據(jù)進行處理，得出不同分布電容下的信道頻帶特性如圖4所示。

圖4　信道頻帶特性實驗分析圖

圖4可見，傳輸線呈現(xiàn)的是帶通濾波特性，最大增益為1．1左右，通頻帶100～1 000 Hz，在隨著并聯(lián)電容值的不斷增加截止頻率不斷減小，高頻衰減加快。因為500 m水下傳輸線軸自身并聯(lián)電容為80 nF，所以并聯(lián)較小的電容對傳輸特性影響不大，然而隨著并聯(lián)電容逐漸增大，發(fā)現(xiàn)相位偏移的頻率值逐漸變小，隨著頻率的增大，相位偏移也逐漸增大，增益減小，通頻帶變窄。

3．3分布電容對等效電感量影響的分析

根據(jù)圖3的信道簡化電路圖模型。推導(dǎo)信道傳輸函數(shù)。由于線間分布電容值為80 nF，數(shù)值較大，自身分布電容Ci和對地電容Cdi的影響基本可以忽略，負載端為1 MΩ的采樣電阻Rm，輸入信號的方程公式如式(6)所示：

y=cos(2πf0t)u(t)=cos(ω0t)u(t)

(6)

設(shè)L為L1和L2的和，R為R1和R2的和，則函數(shù)的傳遞方程如式(7)所示：

(7)

根據(jù)式(7)所得的簡化電路傳遞方程，對500 m標準水下傳輸線的傳輸信道用Matlab進行幅頻特性和相頻特性分析，分別使分布電容值C的值為線圈分布電容與104的電容并聯(lián)后的總值180 nF和單一線圈分布電容80 nF，與圖4中并聯(lián)104電容的實驗曲線和無并聯(lián)電容的試驗曲線進行對比，分析電路實際螺旋電感量，結(jié)果如圖5、圖6所示。

圖5　180 nF分布電容對螺旋電感的影響

圖6　80 nF螺旋電感對信道傳輸函數(shù)的影響)

當分布電容為180 nF，自感與互感抵消的情況下，等效電感值L為1 pH，電路傳輸函數(shù)幅頻特性呈現(xiàn)出低通特性與之前的實驗數(shù)據(jù)統(tǒng)計的帶通特性不相符，相位衰減小于100°；不考慮自感互感抵消作用的影響，電路等效電感值L為測量值293 mH，傳輸線輸出最大增益的頻率在700～800 Hz，最大增益時，相位衰減約為30°，增益達到1．5以上，也不完全附和之前實驗的結(jié)果，考慮部分自感互感抵消狀態(tài)的影響，在電路實際等效電感L均為50 mH的情況下，增益約為1．1左右，通頻帶在100～1 kHz左右，與之前的實驗結(jié)果類似。同理，分布電容值減至80 nF，在電路實際等效電感L均為40 mH的情況下，才能使傳輸函數(shù)幅頻特性與測量特性相符。

可以看出線傳輸中分布電容的存在，不但對信號產(chǎn)生衰減作用，還會引起的電流相位失真，從而影響接入電路中的等效電感的值，比較圖5，圖6中的結(jié)果，可以看出這種影響，隨著等效分布電容的減小而逐漸減小的。在分布電容一定的情況下，對比3種不同的接入電感的幅頻、相頻特性圖，可以看出，纏繞電感越大，信號最大增益越大，電流的相位平移越嚴重。幅頻特性曲線變化速率越快。

4　結(jié)束語

文中針對XCTD 剖面儀的信道特征，采取試驗測量，軟件仿真以及理論計算等方式相結(jié)合的研究方式，討論了軟件仿真計算XCTD剖面儀分布電容的可行性，提出了估算線圈纏繞電感值和分布電阻的方法，從而得到系統(tǒng)的阻抗參數(shù)，進一步得到了信道簡化電路模型，并在此基礎(chǔ)上討論了分布電容對等效電感的影響，實驗表明，當接入電路中的電感量不變，信道的通頻帶隨分布電容的增大而變窄。當分布電容一定，纏繞電感越大，信號最大增益越大，電流的相位衰減越快。幅頻特性曲線變化速率越快。同時，平行長距離有線傳輸過程中，分布電容的存在，不但產(chǎn)生衰減信號的作用，還增大了纏繞電感接入信道的等效電感，從而進一步影響信號穩(wěn)定傳輸。在此基礎(chǔ)上，量化各阻抗參數(shù)之間的影響關(guān)系，對信道環(huán)境進行優(yōu)化和平衡，成為下一步研究的重點問題。

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