馬驁,黃鉑,王朋

（1.武漢科技大學 城市學院,湖北 武漢 430083；2.武漢大學 湖北 武漢 430072）

直流電源在許多場合都發(fā)揮著重要作用，作為直流電源的一個重要環(huán)節(jié)，DC/DC變換器的性能很大程度上決定了直流電源的成本和可靠性。DC/DC變換器有多種結構，根據(jù)電源的功率需求，選擇合適的變換器拓撲結構?；綝C/DC變換器（如：Buck、Boost、Buck/Boost、Forward 等變換器）只應用在小功率場合，而在中大功率場合，一般采用半橋或全橋變換器。

全橋變換器是一種先經(jīng)DC/AC高頻逆變，再經(jīng)AC/DC不控整流的兩級DC/DC變換器。高頻變壓器把直流負載與交流電網(wǎng)隔離，高頻變壓器輸出側(cè)直流LC濾波器重量和體積不大，輸出直流電壓紋波小，動態(tài)特性好，全橋變換器已成為較大功率DC/DC變換器的最佳技術方案之一[1]。

經(jīng)過幾十年的發(fā)展，在中大功率應用中，移相全橋軟開關DC/DC變換器逐漸成熟，已成為DC/DC變換器的主流，與其他DC/DC變換器相比，移相全橋軟開關拓撲結構充分利用了電路本身的寄生參數(shù)，通過控制PWM脈沖的相位使開關管工作在軟開關狀態(tài)，降低了開關損耗，提高了變換器的效率。

1 基于飽和電抗器的ZCZVS移相全橋主電路分析

按軟開關的實現(xiàn)方式，移相全橋PWM變換器大致可分為零電壓開關（ZVS）、零電流開關（ZCS）和零電壓零電流開關（ZVZCS）3種。其中，ZVZCS方式變換器由超前橋臂實現(xiàn)零電壓開關，滯后橋臂實現(xiàn)零電流開關，與其他兩種軟開關技術相比，移相全橋ZVZCSDC/DC變換器能實現(xiàn)更寬范圍的軟開關，是一種性能優(yōu)良的全橋DC/DC變換器，在中大功率DC/DC變換場合被廣泛應用[2-3]。

移相全橋零電壓零電流 （ZVZCS）變換器，超前臂實現(xiàn)ZVS，滯后橋臂實現(xiàn)ZCS（故其兩端不能并聯(lián)電容），需要加入相應的輔助電路來實現(xiàn)滯后橋臂的零電流開關。圖1為飽和電抗器式ZCZVS主電路，其中Q1，Q3增加了反向阻斷電容，以實現(xiàn)滯后臂的ZCS[4]。

移相全橋電路ZCZVS的開關管的驅(qū)動信號和電壓電流波形如圖2所示

t0時刻，Q1關斷后ip續(xù)流，C3兩端的電壓降為零，D3導通，此時可實現(xiàn)Q3零電壓開通。Q1關斷后到Q4關斷前的[t0～t3]階段，變換器工作在“0 狀態(tài)”，此時， ZVZCS 方式的“0狀態(tài)”為電流復位模式，原邊電流將會減小到零，以實現(xiàn)滯后橋臂的ZCS。如果在Q1關斷、D3導通時，不及時開通Q3，待原邊電流減小到零后，D3截止，C3將被重新充電，Q3就無法實現(xiàn)零電壓開通。

圖1 飽和電抗器式ZCZVS移相全橋主電路拓撲Fig.1 Topology of saturable ZCZVS phase-shifted full bridge circuit

圖2 開關管驅(qū)動信號和電壓電流波形Fig.2 Driving signal of switching diode and its voltage¤t

由于原邊電流減小到零的時間與負載有關，在較寬負載范圍內(nèi)實現(xiàn)Q3的零電壓開通，必須將Q3的開通時間提前到Q1關斷時（即Q3導通時間增加到半個周期）。同理，Q1的開通時間也要提前，此時Q1和Q3的導通時間都是180°。另外，Q1和Q3的驅(qū)動信號之間仍須有一個死區(qū)時間，使Q1(或Q3)在開通之前，其并聯(lián)電容C1（或C3）電壓歸零，反并二極管 D1（或 D3）導通。

由于滯后橋臂要實現(xiàn)ZCS，因此開關管兩端不能并聯(lián)電容。當超前橋臂的Q1關斷后，變換器工作在“0狀態(tài)”，此時原邊電流ip開始減小，到t1時刻時， ip減小到零，此時可實現(xiàn)Q4零電流關斷，因此Q4的關斷時刻必須推遲到t1時刻之后。ip減小到零的時間與負載和電流復位有關。在[t1～t3]階段，ip繼續(xù)保持為零，因此Q4的關斷時刻也可以推遲到t3時刻之后（即將Q4導通時間增加到半個周期），同理Q2的關斷時刻也可以推遲到t3時刻之后，因此Q2和Q4的導通時間可以是180°。換言之，滯后橋臂的開通時間向后推遲，增加一段時間（該時間由電流復位時間決定），甚至增加到半個周期。

PWM DC/DC變換器的ZVZCS方式下，存在一個 “0狀態(tài)”，此時原邊電流減小到零，是超前臂零電壓和滯后臂零電流開關的前提?；谝陨蠈崿F(xiàn)原邊電流復位和反向電流阻斷的方法，由于飽和電抗器方案結構較為簡單，使用的開關元件較少，既節(jié)約了成本又避免增加了額外的器件損耗，因此，本文采用基于飽和電抗器的ZCZVS移相全橋DC-DC變換器。

當電流大時，電抗器飽和，電感很??；當電流小時，電感脫離飽和，電感很大，阻止電流變化。利用飽和電感的這種特性，能改善PWM DC/DC變換器的性能。如圖所示，首先，Q1和Q4導通，飽和電感Lsat處于飽和狀態(tài)，隔直電容Cb電壓從-Vmax線性增加，能量傳遞給負載RL，此時若超前橋臂中Q1關斷，變壓器原邊電流ip轉(zhuǎn)移到并聯(lián)電容C1和C3中（即電容C1充電，C3放電）。由于電容C1電壓不能突變，因此Q1是零電壓關斷。當電容C1足夠大，Q1的關斷損耗將大大減小。

2 ZCZVS移相全橋電路控制系統(tǒng)簡介

該變換器的控制電路主要包括由主控集成電路UC3875及其外圍電路組成的主控電路、逆變部分開關管的驅(qū)動電路、過流過壓保護電路及開關機和顯示部分。

UC3875及其外圍電路的連接圖如圖3所示。Vin(11角)和Vc(10角)接12 V工作電源，其中Vin給內(nèi)部邏輯電路供電，它對應于信號地GND(20角)，Vc給輸出級供電，它對應于信號地PWR GND(12角)。這兩個工作電源均應該外接相應的高頻濾波電容，而且GND和PWR GND兩個地應相聯(lián)于一點以減少噪聲干擾和減小直流壓降。Vin設有欠壓鎖定輸出的功能（Under-voltage Lock-out，簡稱 UVLO）,當 Vin 得電壓低于UVLO門檻電壓（10.75 V）時，輸出級信號全部為低電平，高于門檻電壓時輸出級才會開啟。

在頻率設置腳FREQ SET(16角)與GND之間接一個電容C7和一個電阻R19可以設置振蕩頻率，從而設置輸出級的開關頻率。此電路的開關頻率。

圖3中芯片內(nèi)部集成了一個帶寬為7 MHz的誤差運算放大器，按照圖中的電路連接方法為一PI調(diào)節(jié)器，調(diào)節(jié)器的輸出級RAMP角的鋸齒波加上一個1.3 V的偏置電壓的和相比較，產(chǎn)生移相角的變化。芯片E/A-角連接著主電路輸出電壓的分壓值 （通過一電阻網(wǎng)絡分壓，輸入到E/A-），E/A+由VREF基準電壓角給定，為5 V。設計輸出電壓為24 V，所以可以得到電阻網(wǎng)絡分壓為4.8：1。

由上述電路構成了控制系統(tǒng)的核心，配合外圍的驅(qū)動電路，保護電路，共同構成了移相全橋電路的控制系統(tǒng)。

3 ZCZVS移相全橋電路參數(shù)設計

擬定的主要參數(shù)額定最大輸出功率為50V/20A，本節(jié)描述了50V/20A移相全橋ZVZCSDC/DC變換器穩(wěn)壓電源的設計參數(shù)，并對實驗結果進行分析。

參數(shù)設計時，按手冊參數(shù)計算可得高頻變壓器[5]原邊匝數(shù)為32，副邊匝數(shù)為6；輸出濾波電感值取Lf=16μH。其他器件的參數(shù)經(jīng)計算初步確定如下：輸入電壓Vin=315VDC；輸出電壓Vo=50VDC；并聯(lián)電容 C2=C4=2.2 nF；輸出濾波電容Cf=4 700 μF;開關頻率 fs=50 kHz。

圖3 UC3875及其外圍電路組成的控制電路Fig.3 Control system based on UC3875 and accessory circuit

4 實驗驗證

按上述參數(shù)設計了移相全橋ZVZCSDC/DC變換器[6]和專用移相控制芯片UC3875構成PID電壓反饋控制環(huán)兩部分組成的50V/20A穩(wěn)壓電源[7]。樣機的主電路原理如圖4所示。

圖4 樣機主電路原理圖Fig.4 diagram of DC-DC converter

圖5 樣機實驗波形Fig.5 The prototype experimentwaveform

在樣機的制作過程中部分參數(shù)不標準，可能引起一些偏差，再經(jīng)實驗修改驗證。其他方面功能比較簡單，如過壓過流保護，但基本達到穩(wěn)壓電源的性能和研究要求。通過實驗樣機驗證，實現(xiàn)了較大功率的全負載范圍輸出可調(diào)。但由于樣機中采用模擬PID反饋控制，動態(tài)響應時間（90%～10%負載）約120～170ms，難以滿足高動態(tài)特性的要求。下面對比實驗樣機的波形分析ZVZCS的實驗結果和特性。

圖5(a)所示為滿載時超前臂的零電壓開關的波形。圖5(a)中左半部分超前臂在開通前，開關管的電壓降減小為零，實現(xiàn)了ZVS開通，電壓電流的重疊區(qū)很小，開關損耗很小；圖5(a)右半部分中超前臂在關斷前，開關管電壓為零，開通后，開關管的電壓才開始上升，實現(xiàn)了關斷，電壓電流的重疊區(qū)很小，開關損耗很小。

從圖5(b)可看出，開關管開通時原邊電流在漏感的作用下線性上升，實現(xiàn)了開關管的零電流開通；在開關管關斷時原邊電流已經(jīng)降到零，實現(xiàn)了開關管的零電流關斷。因此，滯后橋臂能在大負載范圍內(nèi)實現(xiàn)零電流開關。

5 結論

文中詳細分析了利用輸出飽和電感實現(xiàn)的移相全橋ZVZCSPWM DC/DC變換器的工作原理，該拓撲結構具有輔助電路結構簡單[8]、這種電路拓撲具有軟開關范圍寬、占空比損失小、減小了主回路中的通態(tài)損耗等優(yōu)點，非常適合于中大功率直流變換的應用場合，同時介紹了其控制系統(tǒng)及控制芯片UCC3875。在此基礎上進行了移相全橋ZVZCSDC/DC變換器的主電路及相關參數(shù)的設計。實驗表明，該方案能較好的實現(xiàn)零電壓零電流開關（ZCZVS）控制，電路的EMI和元件損耗也有了明顯的降低。

[1]王志強.開關電源設計[M].2版.北京:電子工業(yè)出版社,2005.

[2]王朋.基于移相全橋變換器的可調(diào)直流電源的研究[M].武漢：武漢科技大學,2008.

[3]阮新波,嚴仰光.直流開關電源的軟開關技術[M].北京:科學出版社,2000.

[4]陳堅.電力電子學——電力電子變換和控制技術[M].北京:高等教育出版社,2002.

[5]電子變壓器專業(yè)委員會.電子變壓器手冊[M].遼寧:遼寧科學技術出版社,1998.

[6]周全明.基本DC/DC變換器的組合拓撲及控制方法研究[D].重慶:重慶大學,2008.

[7]趙文武.移相全橋DC/DC變換器的應用研究[J].電子設計工程,2013(14):118-120.ZHAO Wen-wu.Application study on phase-shifted full bridge DC/DC converter[J].Electronic Design Engineering,2013(14):118-120.

[8]沈盼.移相全橋ZVZCS式船用充電電源的研究[M].武漢：湖北工業(yè)大學,2010.