王全東，李方正，孟憲波

(裝甲兵工程學(xué)院控制工程系，北京100072)

在高頻應(yīng)用場合，實際的電阻、電容、半導(dǎo)體器件甚至導(dǎo)線都并非理想器件，都含有豐富的雜散參數(shù)。分布雜散電感對功率器件的關(guān)斷特性有重要影響，特別是對大功率變流器，其開關(guān)過程的d i/d t非常大［1-5］。巨大的電流突變會在雜散電感上產(chǎn)生很高的電壓尖峰，給電源系統(tǒng)帶來嚴重的電磁干擾，甚至導(dǎo)致功率半導(dǎo)體器件的損壞，影響系統(tǒng)可靠性。

多電平逆變器與傳統(tǒng)的兩電平逆變器相比，在功率容量和器件耐壓上存在優(yōu)勢，但受半導(dǎo)體工藝水平的限制，IGBT器件的耐壓仍很有限。由于硬件設(shè)計時需考慮雜散電感會造成開關(guān)器件關(guān)斷電壓尖峰，因此IGBT的選取必須達到安全閾值，這使得IGBT有限的耐壓能力不能得到有效利用，從而導(dǎo)致逆變器成本的增加和電壓等級、功率容量的限制。直流母線采用疊層式設(shè)計可以直接減小系統(tǒng)中的雜散電感，為減小電壓尖峰提供了一個比較好的解決方法。

T型三電平拓撲是一種改進型的中點鉗位三電平電路，如圖1所示［6］，其具有結(jié)構(gòu)簡單、器件少、損耗小、輸出電壓諧波小和功率損耗分布均衡等優(yōu)勢，在光伏、分布式發(fā)電以及交流調(diào)速領(lǐng)域具有廣闊的應(yīng)用前景。開展雜散電感對T型逆變器開關(guān)器件關(guān)斷電壓影響的研究，對IGBT關(guān)斷電壓尖峰的抑制以及此類變換器的工程應(yīng)用具有重要意義。

圖1 單相T型三電平拓撲

1 工作原理與雜散電感分布

假設(shè)圖1所示單相T型逆變器的負載為阻感負載，根據(jù)輸出電流的方向和開關(guān)管的工作情況，變換器共有6種工作模態(tài)，如圖2所示。

當開關(guān)管 S1、S4的驅(qū)動為正，S2、S3的驅(qū)動為負，并且變換器的輸出電流流向負載(定義為正方向)，此時S1導(dǎo)通，逆變器輸出電壓為(1/2)Vdc，使得S4承受反壓而不導(dǎo)通，盡管其驅(qū)動信號為正，該工作狀態(tài)定義為模態(tài)1，如圖2(a)所示。

將S1的驅(qū)動由正變負，其余驅(qū)動信號不變，S1由導(dǎo)通變?yōu)榻刂?，由于?qū)動為正，S4導(dǎo)通以保持輸出電流持續(xù)流向負載，此時逆變器輸出電壓為0 V，該工作狀態(tài)定義為模態(tài)3，如圖2(b)所示。

如果輸出電流方向保持不變，S2、S3的驅(qū)動為正，S1、S4的驅(qū)動為負，電流通過S2的反并聯(lián)二極管D2續(xù)流，此時逆變器輸出電壓為-(1/2)Vdc，該工作狀態(tài)定義為模態(tài)5，如圖2(c)所示。

如果輸出電流的方向為負，在不同的驅(qū)動信號組合下，逆變器可以工作在模態(tài)2、4、6，其分析過程與模態(tài)1、3、5 類似。

本文實驗樣機采用富士公司新推出的逆阻型IGBT功率模塊4MBI300VG-120R-50，其內(nèi)部集成了1 200 V/300 A的IGBT和600 V/300 A的RBIGBT各2個，一個模塊即可作為單相的T型逆變器，其等效電路及封裝如圖3所示。

圖2 各模態(tài)等效電路圖

圖3 模塊內(nèi)部結(jié)構(gòu)及封裝

變換器在不同工作模態(tài)間切換的暫態(tài)過程中，存在Ⅰ、Ⅱ兩條換流回路，樣機中主電路(不含負載)雜散電感分布如圖4所示，主要包括電容組母線雜散電感、功率模塊母線雜散電感、銜接母線雜散電感、電解電容引線雜散電感以及功率模塊內(nèi)部的雜散電感。

圖4 主電路雜散電感分布

2 雜散參數(shù)對開關(guān)耐壓的影響

為了研究各類型雜散電感參數(shù)對開關(guān)器件耐壓的影響，采用PSIM軟件搭建了包含雜散參數(shù)的仿真模型，其主要仿真參數(shù)設(shè)置如表1所示。

表1 主要仿真參數(shù)

理論上，S1、S2承受的最高電壓為 Vdc，而 S3、S4承受的最高電壓為(1/2)Vdc，即S1、S2關(guān)斷時的電壓環(huán)境更惡劣，因此本文重點研究雜散電感參數(shù)對S1端電壓VCE1的影響。

2．1 電容組母線雜散電感

不考慮雜散參數(shù)時，VCE1的仿真波形如圖5所示，可以看出:仿真波形中沒有諧振及電壓尖峰。

圖5 不考慮雜散參數(shù)時V CE1仿真波形

僅考慮電容組母線雜散電感(取為10 nH)時，VCE1的仿真波形如圖6所示。

圖6 僅考慮電容組母線雜散電感時V CE1仿真波形

電容組母線雜散電感逐步減小時，VCE1的FFT分析結(jié)果如圖7所示。

由以上仿真結(jié)果可知:電容組母線雜散電感在開關(guān)管關(guān)斷時，會和電解電容發(fā)生諧振，導(dǎo)致開關(guān)器件承受的高電平有波動，當雜散電感為100 nH時，諧振電壓的峰值已接近基波電壓，波形畸變嚴重。由FFT分析可知:隨著電容組母線雜散電感的減小，諧振的頻率逐步增加，而諧振峰值逐步減小;當雜散電感減小到足夠小時，諧振消失或可忽略。

2．2 銜接母線、功率模塊母線及模塊內(nèi)部雜散電感

由于銜接母線、功率模塊母線及模塊內(nèi)部雜散電感的分布位置相同，其對開關(guān)器件端電壓的影響一致，因此將銜接母線雜散電感納入功率模塊母線合并分析。

功率模塊母線雜散電感根據(jù)非疊層母線的仿真結(jié)果取為50 nH，模塊內(nèi)部雜散電感根據(jù)芯片手冊設(shè)定。功率模塊母線雜散電感分別取為50、5、0 nH時的VCE1仿真波形如圖8所示。由圖8可知:在功率模塊母線雜散電感由50 nH減小為5 nH時，換流回路總的雜散電感減小顯著，電壓尖峰明顯減弱;而由5 nH變?yōu)? nH時，模塊內(nèi)部的雜散電感占換流回路雜散電感的主體，功率模塊母線雜散電感的減小對電壓尖峰的減小作用已不顯著;而當模塊內(nèi)部雜散電感也降為0 nH時，電壓尖峰消失。

由上述仿真結(jié)果可知:功率模塊母線及模塊內(nèi)部雜散電感是開關(guān)器件電壓尖峰的主要影響因素。其原因在于:開關(guān)器件的突然通斷導(dǎo)致?lián)Q流回路電流突變，作用于上述換流回路中的雜散電感，引起其電壓的突變，從而導(dǎo)致開關(guān)器件的電壓尖峰。

2．3 電容引線雜散電感

圖7 不同電容組母線雜散電感時V CE1的FFT分析

圖8 不同功率模塊母線雜散電感時的V CE1仿真波形

電容引線雜散電感為10 nH時VCE1仿真波形如圖9(a)所示，并聯(lián)0．1μF高頻電容后的仿真波形如圖9(b)所示。

圖9 含電容引線雜散電感時的V CE1仿真波形

由圖9可見:電解電容的引線雜散電感會導(dǎo)致開關(guān)器件的電壓尖峰;但由于引線雜散電感不會很大，其對電壓尖峰的影響不如功率模塊母線及模塊內(nèi)部的雜散電感，通過在大容量的電解電容間并聯(lián)高頻無感電容可有效解決此類問題。

3 疊層母線設(shè)計

在中、小功率場合，可以通過施加RC吸收回路來抑制開關(guān)管電壓尖峰，但在大功率應(yīng)用場合，則需較大容量的高頻吸收電容和吸收電阻，這無疑增加了系統(tǒng)的成本和損耗。而直流母線采用疊層式設(shè)計可直接減小系統(tǒng)中的雜散電感，為減小電壓尖峰提供了一個比較好的解決方案［7-10］。

根據(jù)逆變器雜散電感的分布情況，對其疊層母線進行了分組設(shè)計，分別連接功率模塊和直流母線電容組，如圖10所示。

圖10 疊層母線結(jié)構(gòu)

在逆變器直流輸入端，大容量的電解電容串并聯(lián)產(chǎn)生許多雜散電感。為消除其影響，在電解電容母線間加入高頻電容Cm，它們既可以在IGBT開斷時吸收電容連接電感造成的尖峰，也可以替電解電容分擔更多的高頻電流。

另外，分組疊層設(shè)計會在2組母線連接處引入附加的連接電感Lcon，在模塊母線的A、O、B輸入端和功率模塊間還有少量的連接電感Lsc，它們也會增加開關(guān)關(guān)斷過沖。因此，在母線接口處及靠近功率模塊側(cè)還安裝了吸收電容Ccon和Cs，以使連接電感Lcon和Lsc上的能量被電容吸收。這樣既解決了系統(tǒng)中雜散電感能量吸收和高頻電流在不同電解電容間的分配不均問題，也減小了換流回路I和II的回路面積。

根據(jù)逆變器直流母線電容組和功率模塊的實際結(jié)構(gòu)，采用電磁場仿真軟件設(shè)計了功率模塊母線和電容組疊層母線，如圖11所示，各模塊母線電感、電容雜散參數(shù)的仿真結(jié)果分別如表2、3所示。

未經(jīng)疊層設(shè)計的功率模塊母線(銅排)及其雜散參數(shù)的仿真結(jié)果分別如圖12和表4所示，可以看出:其雜散電感要遠大于經(jīng)過疊層設(shè)計的母線雜散電感。

圖11 功率模塊和電容組疊層母線

表2 模塊母線回路雜散電感仿真值

表3 電容組母線雜散電感仿真值

圖12 非疊層功率模塊母線

表4 非疊層功率模塊母線回路雜散電感仿真值

根據(jù)仿真結(jié)果并結(jié)合模塊數(shù)據(jù)手冊，可得采用疊層母線時換流回路Ⅰ、Ⅱ的雜散電感:

式中:LⅠ1、LⅡ1分別為功率模塊母線回路Ⅰ、Ⅱ雜散電感(nH);LⅠ2、LⅡ2分別為功率模塊內(nèi)部回路Ⅰ、Ⅱ雜散電感(nH)。

同理可得采用非疊層母線時換流回路Ⅰ、Ⅱ的雜散電感:

由此可見:通過母線的疊層設(shè)計，使得換流回路I、Ⅱ的雜散電感減小了一半以上，從而可以有效地減小換流時雜散電感造成的電壓尖峰。

為了解決分組設(shè)計帶來的母線接口處絕緣和連接電感偏大的問題，對母線的接口處進行了一體化的優(yōu)化設(shè)計，最終的母線設(shè)計效果及實物如圖13所示。

圖13 疊層母線最終設(shè)計效果及實物圖

4 試驗結(jié)果

為了驗證上述理論和仿真分析結(jié)果，分別搭建了采用非疊層母線和疊層母線設(shè)計的T型逆變器試驗樣機，如圖14所示。

圖14 10 kVA T型逆變器試驗樣機

采用非疊層母線試驗樣機的輸出電壓Vo及開關(guān)管S1、S2的端電壓VCE1、VCE2波形如圖15所示，可以看出VCE1、VCE2有較大的電壓尖峰，這是開關(guān)管關(guān)斷時形成的換流回路作用于回路雜散電感的結(jié)果，S1關(guān)斷瞬間的端電壓波形如圖16所示，可知電壓尖峰 ΔV1≈(1/4)VCE1。

圖15 非疊層母線試驗樣機V o及V CE1、V CE2波形

圖16 非疊層樣機S1關(guān)斷瞬間V CE1波形

圖17 疊層樣機S1關(guān)斷瞬間V CE1波形

采用疊層母線時試驗樣機S1關(guān)斷瞬間VCE1波形如圖17所示，可知開關(guān)管關(guān)斷電壓尖峰ΔV2≈(1/8)VCE1≈(1/2)ΔV1。而 VL=L·d i/d t，即電感電壓與電感成正比，在回路電流相同的情況下，回路電感的減半使得開關(guān)管電壓尖峰減半，這與之前的回路電感仿真計算結(jié)果是吻合的。說明通過母線的疊層設(shè)計減小了T型逆變器換流回路的雜散電感，使得開關(guān)管關(guān)斷電壓尖峰得到了有效抑制。這不僅減小了開關(guān)管的電壓應(yīng)力，降低了變換器的開關(guān)器件成本，而且還有利于減小逆變器的傳導(dǎo)EMI，使其具有較好的電磁兼容性。

5 結(jié)論

T型逆變器內(nèi)復(fù)雜的分布雜散電感對逆變器開關(guān)管端電壓VCE的影響不盡相同:電容組母線雜散電感會引發(fā)VCE高電平時的諧振;功率模塊母線、模塊內(nèi)部及電解電容引線雜散電感主要導(dǎo)致VCE關(guān)斷時的電壓尖峰。疊層母線設(shè)計可有效地減小母線雜散電感，本文對基于RB-IGBT的T型逆變器疊層母線進行了仿真及實物設(shè)計，搭建了采用非疊層母線和疊層母線設(shè)計的試驗樣機，對比試驗結(jié)果表明:所設(shè)計的疊層母線可以顯著減小T型逆變器換流回路的雜散電感，有效地抑制了開關(guān)管關(guān)斷電壓尖峰，驗證了仿真及分析結(jié)果的正確性。T型逆變器的母線經(jīng)過疊層設(shè)計可有效地減小開關(guān)器件電壓應(yīng)力和系統(tǒng)的傳導(dǎo)EMI，有利于降低器件成本和提高系統(tǒng)的可靠性。

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