歐陽暉，蔡凱，吳浩偉，徐正喜，楊定國，羅國偉，谷五芳

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基于降壓型交流斬波電路的正弦波恒流調(diào)光裝置研究

歐陽暉1，蔡凱1，吳浩偉1，徐正喜1，楊定國2，羅國偉3，谷五芳3

（1. 武漢第二船舶設(shè)計研究所， 武漢 430064; 2. 國家光電子信息產(chǎn)品質(zhì)量監(jiān)督檢驗中心，武漢 430074；3. 武漢天河國際機場，武漢 430302)

現(xiàn)行機場調(diào)光電源以晶閘管相控調(diào)光方案為主，電網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)低、負載側(cè)諧波含量豐富、對掛網(wǎng)設(shè)備造成嚴(yán)重干擾。采用交流斬波技術(shù)的正弦波恒流調(diào)光裝置拓撲結(jié)構(gòu)簡單，工作效率高，易于實現(xiàn)功率單元模塊化。本文對基于降壓型交流斬波電路的正弦波恒流調(diào)光裝置進行了研究，分析了交流斬波電路的緩沖器特性和濾波參數(shù)設(shè)計方法，應(yīng)用了一種易于實現(xiàn)的雙向開關(guān)可靠換流技術(shù)，大大簡化了系統(tǒng)實現(xiàn)。本系統(tǒng)網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)高、負載諧波含量低，具有較高的實用價值。

正弦波恒流調(diào)光器 交流斬波電路 雙向開關(guān)

0 引言

當(dāng)前，國內(nèi)大部分機場選用的跑道助航燈光恒流調(diào)光器主要以晶閘管相控調(diào)光方案為主，該方案的最大問題在于電網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)低、負載側(cè)諧波含量豐富、對其它掛網(wǎng)設(shè)備干擾嚴(yán)重，往往需要在燈光站附近額外加裝諧波抑制和無功補償裝置。此外，在輸出電流有效值相同的條件下，相控調(diào)光器比正弦波調(diào)光器的波峰系數(shù)高得多，這不僅大幅縮短了助航燈具的使用壽命，還降低了供電電纜的有效絕緣強度，對燈光維護人員的人身安全構(gòu)成嚴(yán)重威脅。

近年來，隨著功率半導(dǎo)體工藝水平的高速發(fā)展，全控型開關(guān)器件已經(jīng)取代半控型開關(guān)器件成為當(dāng)前電力電子裝置的主流選擇。采用全控型開關(guān)器件的正弦波調(diào)光器相比相控調(diào)光器具有網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)高、諧波含量低、波峰系數(shù)小、起動沖擊電流小、運行噪音低等諸多優(yōu)點。

本文研制了一種基于降壓型交流斬波電路[1-4]的正弦波恒流調(diào)光裝置。該裝置通過對輸入交流恒壓源進行高頻斬控，實現(xiàn)了高精度恒流輸出，實際系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)緊湊、工作穩(wěn)定可靠，易于實現(xiàn)功率單元模塊化。

1 主電路拓撲結(jié)構(gòu)

采用兩對共發(fā)射極反串聯(lián)型雙向開關(guān)的降壓型交流斬波電路如圖1(a)所示。該交流斬波電路的功率變換單元由4只IGBT單管模塊構(gòu)成，由于其具有4個自由度，相比文獻[1]和[5]中自由度更少的拓撲結(jié)構(gòu)在理論上具有更高的控制性能。

當(dāng)采用圖1(a)所示的輸入輸出共地接法時，雙向開關(guān)T1-T2和T3-T4兩端的電壓波形如圖1(b)所示。為了減小開關(guān)動作瞬間每個開關(guān)管兩端的電壓尖峰，確保裝置工作安全可靠，實現(xiàn)上通常在開關(guān)管兩端并聯(lián)緩沖電路。由圖1(b)，在一個工頻周期內(nèi)，高頻斬控過程中每個雙向開關(guān)均承受極性變化的交流電壓，緩沖電路一般采用高頻金屬膜電容實現(xiàn)[2]。

2 濾波器設(shè)計方法

交流斬波電路輸入端濾波器既能抑制來自交流電網(wǎng)的瞬變量，也能抑制變換器對交流電網(wǎng)產(chǎn)生的瞬變量和諧波污染。從功率傳輸?shù)慕嵌葋碚f，輸入濾波器的作用是為變換器提供正常運行所需的諧波功率，輸出濾波器是為變換器輸出的諧波功率構(gòu)造一條低阻通路，將絕大部分諧波功率限制在輸入濾波器和輸出濾波器之間。由于輸入和輸出濾波器直接決定了交流斬波電路的輸入輸出電流波形畸變、網(wǎng)側(cè)基波功率因數(shù)以及整機效率，因此濾波器參數(shù)設(shè)計是整個主電路設(shè)計工作的關(guān)鍵[6,7]。

由于輸入濾波器和輸出濾波器約束條件類似，為簡化濾波器設(shè)計和元件種類，假設(shè)輸入和輸出濾波器共用同一套濾波參數(shù)。

2.1 對輸入電壓基波利用率的要求

為了降低濾波電容的耐壓值，考慮將輸出濾波器安裝在升壓變壓器的原邊。為簡化分析，將升壓變壓器和隔離變壓器視為理想變壓器，并且忽略傳輸線纜的寄生電感，升壓變壓器TM1后級負載近似為純阻性。額定工況下，升壓變壓器副邊的最大負載電阻為

其中，o為恒流調(diào)光器額定功率，o2為升壓變壓器副邊輸出電流。恒流調(diào)光器民用航空行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)MH/T6010-1999要求，恒流調(diào)光器應(yīng)具有5級光強對應(yīng)恒流輸出能力，最大取值6.6 A。公式(1)中，o2(max)取6.6 A。將最大負載電阻折算到升壓變壓器原邊，可得

其中，為升壓變壓器原副邊匝數(shù)比。

MH/T6010-1999要求，即便30%隔離變壓器副邊開路，恒流調(diào)光器仍應(yīng)正常工作，此時升壓變壓器副邊的負載電阻取最小值

折算到升壓變壓器原邊，可得

交流斬波電路輸出側(cè)等效模型如圖2所示。為了實現(xiàn)較高的電網(wǎng)電壓基波利用率，對于變換器輸出電壓o的基波分量，電感兩端壓降應(yīng)盡可能小，一般取輸出電壓的1/10

較小的濾波電感將使得調(diào)光器上電時負載側(cè)電流沖擊更小，電流指令或負載突變時負載電流的動態(tài)響應(yīng)更為迅速，動態(tài)過程中的直流分量更少，有利于變壓器穩(wěn)定高效運行。較大的濾波電感盡管會使負載側(cè)基波利用率和網(wǎng)側(cè)基波功率因數(shù)降低，但同時也會降低輸入和輸出電流的畸變率。

2.2 對輸出電壓諧波分量的要求

用一組占空比為的PWM脈沖序列驅(qū)動交流斬波電路的雙向開關(guān)組合，之后對變換器輸出電壓o進行傅立葉級數(shù)展開

其中，Us1為電網(wǎng)基波電壓有效值。令s為輸入側(cè)電網(wǎng)頻率，c為交流斬波電路開關(guān)頻率，則公式(6)中s=2πs，c=2πc，且N=c/s=c/s為變換器載波比，φ=Dπ為開關(guān)函數(shù)第次諧波分量的相角。

當(dāng)=1時，第（-1）次諧波是o的最低次諧波，第次諧波是幅值最大的單次諧波，第（-1）次諧波和第（+1）次諧波一起作為第次諧波的旁頻分量。綜合考慮濾波效果和開關(guān)損耗，將變換器開關(guān)頻率c設(shè)為10 kHz，若電網(wǎng)頻率s=50 Hz=o，此時載波比

按同步調(diào)制方式工作，變換器輸出電壓o的最低次諧波頻率為(200-1)×50 Hz=9950 Hz。

為了實現(xiàn)較為理想的濾波效果，輸出濾波器的截止頻率2應(yīng)遠離o的最低次諧波

2.3 對網(wǎng)側(cè)基波功率因數(shù)的要求

圖2中，變換器輸出側(cè)的總輸出阻抗為（9）式。

由公式(6)，變換器輸出電壓o的基波分量與輸入基波電壓s1的相位一致。根據(jù)歐姆定律，變換器輸出電流o的基波分量相對于輸出電壓o的基波分量的滯后角o，在數(shù)值上等于負載變換器輸出負載的阻抗角o。假設(shè)變換器自身沒有功率損耗，根據(jù)瞬時功率守恒oo=s1s1，變換器輸入基波電流s1相對于輸入基波電壓s1的滯后角s1也與變換器輸出負載的阻抗角o相等。若輸入低通濾波器的基波感抗和基波容抗均不大，則s1可視作與s同相，s1可視作與s同相，電網(wǎng)側(cè)基波功率因數(shù)可認為與負載側(cè)基波功率因數(shù)近似相等，即

綜合公式(5)(8)(10)，取調(diào)光器額定輸出功率o=15kVA，升壓變壓器原副邊匝比=1:7，額定工況下，網(wǎng)側(cè)基波功率因數(shù)coss不小于0.95，可得下述不等式方程組

以濾波電感L取500 μH為例，輸出側(cè)濾波電容C2和變換器等效負載電阻o1變化時所對應(yīng)的網(wǎng)側(cè)基波功率因數(shù)曲線簇如圖3所示。圖中可見，只要折算到升壓變壓器原邊的負載電阻o1不小于0.6 Ω，即變壓器副邊負載o2在29.4Ω以上，網(wǎng)側(cè)基波功率因數(shù)就非常接近單位功率因數(shù)。隨著輸出側(cè)濾波電容C2的減小，網(wǎng)側(cè)基波功率因數(shù)只是略有降低?？偟貋碚f，網(wǎng)側(cè)基波功率因數(shù)主要由濾波電感和負載大小決定，受濾波電容的影響不大。

3 無電流檢測的換流技術(shù)

交流斬波電路的控制難點在于雙向開關(guān)的可靠換流技術(shù)。交流斬波電路的特點決定了其換流過程必須滿足如下兩個原則[5]：首先，輸入端不能發(fā)生短路，否則將引起開關(guān)器件過流燒毀；其次，在感性負載條件下，輸出端不能開路，否則將引起開關(guān)器件過壓擊穿。本文采用了一種易于實現(xiàn)的雙向開關(guān)換流技術(shù)，其工作過程簡述如下。

當(dāng)輸入濾波電容兩端電壓uC1大于零時， T2、T4恒導(dǎo)通，T1、T3互補導(dǎo)通。當(dāng)輸入濾波電容兩端電壓uC1小于零時，T1、T3恒導(dǎo)通，T2、T4互補導(dǎo)通。當(dāng)輸入濾波電容兩端電壓uC1處于過零點附近時，T3、T4恒導(dǎo)通，T1、T2關(guān)斷。在上述換流過程中，每個開關(guān)器件（包含IGBT及反并聯(lián)二極管）在1/2個基波周期內(nèi)恒定導(dǎo)通，這有助于降低開關(guān)損耗，提高系統(tǒng)工作效率。

在一個開關(guān)周期內(nèi)，交流斬波電路存在功率傳輸、死區(qū)和續(xù)流3種模式。圖4分別示出了三種模式下的工作狀況。以輸入濾波電容兩端電壓uC1大于零為例，圖4（a）對應(yīng)功率傳輸模式，此時T1、T2、T4導(dǎo)通，T3截止，根據(jù)電感電流的具體方向，能量從電網(wǎng)傳輸?shù)截撦d或從負載回饋至電網(wǎng)。圖4（b）為死區(qū)模式，此時T2、T4導(dǎo)通，T1、T3截止，根據(jù)電感電流的具體方向，電感電流經(jīng)T3、T4續(xù)流或經(jīng)T1、T2向電網(wǎng)回饋能量。圖4（c）是續(xù)流模式，此時T2、T3、T4導(dǎo)通，T1截止，電感電流經(jīng)T3、T4續(xù)流。

4 試驗結(jié)果

額定功率為15 kVA的正弦波恒流調(diào)光裝置的主要參數(shù)如表1所示，模擬跑道燈具符合MH/T6010-1999規(guī)范要求。

核心控制算法在一片TMS320F28332浮點型數(shù)字信號處理器中實現(xiàn)。功率單元采用了如圖5所示。的緊湊型插箱結(jié)構(gòu)，極大地方便了調(diào)試工作

當(dāng)電網(wǎng)電壓為額定值，額定負載由70%的模擬阻性負載和30%的帶燈具的隔離變壓器組成時，圖6為3級光和5級光穩(wěn)態(tài)時的輸出電壓、輸出電流波形，表2為1、3、5級光強下的主要性能指標(biāo)。由圖表可見，正弦波恒流調(diào)光裝置的網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)高、負載側(cè)諧波含量低，由于僅采用了一級變換，效率損失較小，系統(tǒng)方案可行。

5 結(jié)論

本文對基于降壓型交流斬波電路的正弦波恒流調(diào)光裝置進行了研究。分析了交流斬波電路的緩沖器特性和濾波參數(shù)設(shè)計方法，應(yīng)用了一種易于實現(xiàn)的雙向開關(guān)可靠換流技術(shù)，大大簡化了軟件實現(xiàn)，整機易于實現(xiàn)功率單元模塊化。與機場現(xiàn)行晶閘管相控調(diào)光裝置相比，基于降壓型交流斬波電路的正弦波恒流調(diào)光裝置具有網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)高、負載諧波含量低等諸多優(yōu)勢，具有較高的實用價值。

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Research on Sine Constant Current Regulator Based on Buck Type AC Chopper

Ouyang Hui1, Cai Kai1, Wu Haowei1, Xu Zhengxi1, Yang Dingguo2, Luo Guowei3, Gu Wufang3

(1. Wuhan Second Ship Design and Research Institute, Wuhan 430064, China; 2. National Optical Products Inspection Services Center, Wuhan 430074, China; 3. Wuhan Tianhe International Airport, Wuhan 430302, China)

TM46

A

1003-4862（2014）07-0051-05

2014-04-02

歐陽暉(1983-), 男，工程師。研究方向：電力電子變換裝置及其數(shù)字控制技術(shù)