黃 斌

(昆明船舶設(shè)備研究試驗(yàn)中心，昆明650010)

0 引 言

PWM高頻控制技術(shù)在電力電子器件不斷發(fā)展與新型可關(guān)斷器件實(shí)用化的推動(dòng)下成為可能［1］。采用直接轉(zhuǎn)矩法和矢量控制技術(shù)后，永磁同步電動(dòng)機(jī)的性能得到了大步的提升，因此永磁同步電動(dòng)機(jī)系統(tǒng)研發(fā)逐漸為廣大專家學(xué)者重點(diǎn)關(guān)注［2］。傳統(tǒng)的方法是在軸上安裝位置傳感器來提供轉(zhuǎn)子位置信息，這樣做雖然可以使空間坐標(biāo)系變換成為可能，但會(huì)帶來系統(tǒng)可靠性降低、成本增加的弊端［3］。無位置傳感器技術(shù)除去了速度傳感器的維護(hù)和安裝費(fèi)用，在降低成本的同時(shí)，又提高了系統(tǒng)的可靠性。

1 系統(tǒng)控制策略

永磁同步電動(dòng)機(jī)矢量控制即磁場(chǎng)定向控制，本設(shè)計(jì)采用對(duì)電機(jī)轉(zhuǎn)子的磁鏈定向控制。根據(jù)d，q坐標(biāo)系下的電機(jī)模型分析轉(zhuǎn)矩公式，對(duì)PMSM的控制可以看成是對(duì)永磁轉(zhuǎn)矩和磁阻轉(zhuǎn)矩控制。

將電流傳感器測(cè)量得到的反饋相電流ia和ib經(jīng)過Clarke變換，將其從三相靜止坐標(biāo)系下的電流變換到兩相靜止坐標(biāo)系iα和iβ;得到的iα和iβ和與轉(zhuǎn)子位置θ結(jié)合，經(jīng)過Park變換將兩相靜止坐標(biāo)系變換到兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電流值id和iq;由外環(huán)速度環(huán)和內(nèi)環(huán)電流環(huán)構(gòu)成雙閉環(huán)的電機(jī)控制系統(tǒng)［4］。通過轉(zhuǎn)速估算模塊得到的轉(zhuǎn)子角速度ω和參考輸入轉(zhuǎn)速進(jìn)行比較，并通過PI調(diào)節(jié)器產(chǎn)生交軸參考電流;交、直軸參考電流與實(shí)際反饋的交、直軸電流iqs和ids進(jìn)行比較，取直軸參考電流iqs=0，在經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器，轉(zhuǎn)化為電壓vqs和vds;vqs和vds與估算模塊得到的轉(zhuǎn)子角位置θ相結(jié)合進(jìn)行Ipark變換，變換得到兩相靜止坐標(biāo)系的電壓方程vα和vβ，提供給SVPWM模塊調(diào)制為六路開關(guān)信號(hào)，從而控制三相逆變器的開通與關(guān)斷實(shí)現(xiàn)對(duì)電機(jī)的控制，如圖1所示。

圖1 矢量控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

2 基于滑模觀測(cè)器的轉(zhuǎn)子位置和速度估算

通過構(gòu)建電流滑模觀測(cè)器來獲得電機(jī)的轉(zhuǎn)子磁鏈位置角θ，電流的實(shí)際值和估計(jì)值之差作為開關(guān)函數(shù)S，輸出變量z作為修正值反饋到滑模觀測(cè)器的輸入部分，目的使is與差值為零，滑模觀測(cè)器的輸入部分由電機(jī)在α，β坐標(biāo)系下的電流值和電壓值給出。

2.1 滑?？刂朴^測(cè)器

滑模電流觀測(cè)器由以電流觀測(cè)器為基礎(chǔ)的模型和Band－gang控制構(gòu)成。Band－gang控制由估計(jì)電流值和實(shí)際電機(jī)的電流值之間的差值來驅(qū)動(dòng)，如圖2所示。

圖2 位置估算模塊

Band－gang控制系數(shù)z的目標(biāo)是使電流的估計(jì)誤差接近0。通過合適的選擇系數(shù)k和正確的估算反電動(dòng)勢(shì)。在這里標(biāo)志 ～表示變量是估算的［5］。標(biāo)志*表示這個(gè)量可以獲得。

式(1)和式(2)離散化的公式:

2.2 估測(cè)的反電動(dòng)勢(shì)

通過低通濾波和Band－gang控制以后，可以得到:

參數(shù)ω0=2πf0，這里f0是濾波器的截?cái)囝l率，上式離散化后的公式:

估算的轉(zhuǎn)子磁鏈角度值和反電動(dòng)勢(shì)的關(guān)系:

則電機(jī)的角度估算值和反電動(dòng)勢(shì)之間的關(guān)系:

將上式代入轉(zhuǎn)速計(jì)算方程，即可得到轉(zhuǎn)速的估算值，得到電機(jī)的轉(zhuǎn)角再通過低通濾波和角度修正后得到最終的值。

3 控制系統(tǒng)的硬件設(shè)計(jì)

永磁同步電動(dòng)機(jī)的無傳感器控制系統(tǒng)由TMS320F2812作為主控部分，選用IPM為主驅(qū)動(dòng)模塊、電源電路部分、光電隔離電路部分、電流檢測(cè)和信號(hào)處理電路、保護(hù)電路構(gòu)成。

3.1 IPM電路與光電隔離部分

采用三菱公司的PM600CLA060的模塊做逆變器。IPM需要六組獨(dú)立的+15 V電源提供［6］。用DSP芯片輸出的六路PWM信號(hào)控制IPM的開關(guān)通斷，通過逆變橋?qū)⒅绷麟娹D(zhuǎn)化為三相定子繞組所需的交流電，IPM的驅(qū)動(dòng)信號(hào)采用高速光電隔離芯片HCPL4504進(jìn)行電平轉(zhuǎn)換和隔離，它的六相脈沖輸入由DSP的六相PWM經(jīng)過I/O口輸出提供。

3.2 采樣電路設(shè)計(jì)

在圖3中，將電機(jī)運(yùn)行時(shí)的最大電流(250 A)轉(zhuǎn)換成DSP可以控制和計(jì)算的不大于3.3 V的電壓信號(hào)，通常三相電流之和為零，所以只需測(cè)量出其中的兩相。

圖3 電流轉(zhuǎn)換電路

考慮到減小干擾信號(hào)的影響，電流采樣處理過程如圖3所示?；魻栯娏鱾鞲衅鞯妮敵鲂盘?hào)為－300mA～300mA的電流值，而DSP的A/D端能接受的輸入信號(hào)是0～3.3 V電壓值，所以需要采用變換電路將傳感器的輸出電流變換為滿足A/D輸入要求的電壓信號(hào)。直流母線電壓采樣如圖4所示。

圖4 電壓轉(zhuǎn)換電路

4 系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)

電機(jī)的調(diào)試控制系統(tǒng)采用TI的TMS320F2812作為主控，加上電流、電壓的計(jì)算和檢驗(yàn)、轉(zhuǎn)子位置的估算、速度調(diào)節(jié)器、電流調(diào)節(jié)器、SVPWM輸出等功能模塊完成控制算法軟件的實(shí)現(xiàn)。

采用C語言編寫控制程序，軟件的計(jì)時(shí)和軟件的總體框圖如圖5所示。

圖5 軟件總體流程圖及計(jì)時(shí)時(shí)序

電動(dòng)機(jī)控制的中斷子程序是利用事件管理器定時(shí)器的下溢中斷作為中斷源，時(shí)基是由一個(gè)PWM下溢中斷的等待環(huán)，當(dāng)定時(shí)器達(dá)到預(yù)設(shè)定時(shí)就會(huì)向CPU提出中斷請(qǐng)求，當(dāng)CPU響應(yīng)中斷時(shí)候，對(duì)永磁同步電動(dòng)機(jī)控制的一系列程序就會(huì)執(zhí)行［7］。在此程序中采用以速度環(huán)為外環(huán)、電流環(huán)為內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，對(duì)電流和速度進(jìn)行控制，其軟件流程圖如圖6所示。

圖6 軟件流程圖(TMS320F281X系列)

5 零速起動(dòng)解決

當(dāng)電機(jī)處于零速或者低速時(shí)，這時(shí)真實(shí)的電流值很小，通過傳感器后得到的測(cè)量值嚴(yán)重失真，解決方法是向電機(jī)iq的PID模塊中IqRef通以一定頻率且足夠大的電流，這時(shí)電機(jī)會(huì)被大電流拖動(dòng)著轉(zhuǎn)動(dòng)再估算電機(jī)的轉(zhuǎn)角，可以實(shí)現(xiàn)電機(jī)的零速啟動(dòng)。

零速啟動(dòng)步驟如下:

如圖7和圖8所示，lsw是無傳感器控制系統(tǒng)的切換開關(guān)，但lsw取值為1時(shí)，電機(jī)開環(huán)控制，電機(jī)可以從任意時(shí)刻的任意位置零速起動(dòng);當(dāng)lsw為2時(shí)，電機(jī)運(yùn)行于雙閉環(huán)調(diào)速控制系統(tǒng)，需要注意的是lsw取值為1并設(shè)定轉(zhuǎn)速，電機(jī)速度達(dá)到設(shè)定的速度后，運(yùn)行平穩(wěn)后經(jīng)過適當(dāng)?shù)难訒r(shí)才可以切換到lsw為2，電機(jī)閉環(huán)控制。

圖7 電機(jī)起動(dòng)原理圖

圖8 調(diào)速系統(tǒng)圖

6 試驗(yàn)結(jié)果及分析

試驗(yàn)機(jī)的參數(shù):定子相電阻0.195 684 Ω，轉(zhuǎn)動(dòng)慣量0.704 905 kg·m2，極對(duì)數(shù)是12對(duì)極，額定轉(zhuǎn)矩160 N·m，額定轉(zhuǎn)速700 r/min，電機(jī)的三相電流的波形圖如圖9所示。

圖9 調(diào)速時(shí)電機(jī)的靜止三相電流

負(fù)載轉(zhuǎn)矩給定值100 N·m，在0.1 s時(shí)增加到160 N·m，圖10是永磁同步電動(dòng)機(jī)在負(fù)載突變情況下的轉(zhuǎn)速和負(fù)載波形。

圖10 調(diào)整負(fù)載時(shí)電機(jī)的轉(zhuǎn)速和負(fù)載波形

圖11是估算轉(zhuǎn)角及其誤差值。從轉(zhuǎn)角波動(dòng)圖可得到，系統(tǒng)不受負(fù)載轉(zhuǎn)矩波動(dòng)的影響，在給定轉(zhuǎn)速下運(yùn)行并伴有小幅振動(dòng)，系統(tǒng)具有較強(qiáng)的魯棒性。由上面實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知，所設(shè)計(jì)的系統(tǒng)具有較好的速度響應(yīng)性能，且解決了零速起動(dòng)問題，效果較理想。剛開始時(shí)，采用的是開環(huán)方式起動(dòng)，此時(shí)不需要反饋值，假如此時(shí)折算的反電勢(shì)值不準(zhǔn)確，也不會(huì)影響到系統(tǒng)的運(yùn)行，iq的PID控制模塊兩個(gè)輸入端口中的IqRef通以一定頻率且足夠大的電流，就能使電機(jī)運(yùn)行，切換到無傳感器后，此時(shí)的反電動(dòng)勢(shì)值已經(jīng)可以估算出。

圖11 估算轉(zhuǎn)角和估算角度誤差值

通過編寫軟件獲得電機(jī)的位置，滑模觀測(cè)器是由電流觀測(cè)器和基于電機(jī)估算電流值與真實(shí)值之間的誤差驅(qū)動(dòng)的Band－gang控制構(gòu)成，電流觀測(cè)器式(1)和Band－gang控制式(2)，離散化后的式(3)、式(4)(離散的目的是方便編程)，Band－gang控制中z的目的是實(shí)現(xiàn)電流誤差值(電流的真實(shí)值與估測(cè)值)為0，通過合適的選擇系數(shù)k和正確的估算反電勢(shì)值來實(shí)現(xiàn)控制。而估算的反電勢(shì)值的獲得方式是由Band－gang控制中誤差值z(mì)和第一級(jí)低通濾波方式獲得如式(5)，最后得到估測(cè)反電勢(shì)值計(jì)算出轉(zhuǎn)角(式(8))。

在進(jìn)行電流觀測(cè)時(shí)，需要用到反電勢(shì)估算值，而在這之前通過選擇正確的Band－gang控制和低通濾波方式獲得估算反電勢(shì)值。在實(shí)際控制中，剛開始通過開環(huán)方式起動(dòng)，電機(jī)轉(zhuǎn)動(dòng)，此時(shí)可以估算出反電動(dòng)勢(shì)的值(式(5))，由于電流觀測(cè)時(shí)反電勢(shì)的值是確定的，并通過正確選擇Band－gang控制和第一級(jí)低通濾波方式，可以避免存在的反電勢(shì)誤差較大。

電機(jī)及控制器如圖12所示。

圖12 電機(jī)及控制器實(shí)物照片

本文針對(duì)永磁同步電動(dòng)機(jī)設(shè)計(jì)了一套無傳感器控制系統(tǒng)，采用C語言完成了PMSM矢量控制算法的實(shí)現(xiàn)，利用TI公司的CCS軟件進(jìn)行程序的編譯，通過仿真模型的結(jié)果分析，驗(yàn)證了控制算法的先進(jìn)性和對(duì)永磁同步電動(dòng)機(jī)無傳感器控制的可行性。

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