耿 攀，李洪義，謝 煒，柳 彬，李小謙

(1．武漢第二船舶設(shè)計研究院，湖北 武漢430064; 2．海軍991 工程辦公室，北京100841)

1 概 述

移相控制的全橋PWM 變換器是艦船上最常用的中大功率DC/DC 變換電路拓?fù)湫问街弧Ｒ葡郟WM 控制方式利用開關(guān)管的結(jié)電容和高頻變壓器的漏電感或原邊串聯(lián)電感作為諧振元件，使開關(guān)管能進(jìn)行0 電壓開通和關(guān)斷，從而有效降低電路的開關(guān)損耗和開關(guān)噪聲，減少器件開關(guān)過程中產(chǎn)生的電磁干擾，為變換器提高開關(guān)頻率、提高效率、減小尺寸及減輕質(zhì)量提供了良好的條件。

然而傳統(tǒng)的移相全橋變換器(見圖1)的輸出整流二極管存在反向恢復(fù)過程，會引起寄生振蕩，二極管上存在很高的尖峰電壓，需增加阻容吸收回路進(jìn)行抑制。

為了抑制這樣的寄生振蕩和電壓尖峰，在初級并接箝位二極管的改進(jìn)電路［1－2］。隨后又對箝位二極管和換向電感的位置進(jìn)行了研究［3］。

加箝位二極管輔助諧振換流網(wǎng)絡(luò)移相變換器按照箝位二極管與超前臂相連還是與滯后臂相連分為2 種結(jié)構(gòu)［3－5］:一種為輔助支路與超前臂相連，稱為箝位支路超前型變換器(見圖2);另一種為輔助支路與滯后臂相連，稱為箝位支路滯后型變換器(見圖3)。超前型和滯后型都能起到抑制整流橋寄生振蕩的作用，但二者對箝位二極管、開關(guān)管的導(dǎo)通損耗影響和對直流偏磁的影響有明顯的區(qū)別。

圖1 傳統(tǒng)移相全橋變換器電路Fig.1 Traditional phase-shifted full-bridge converter circuit

本文通過理論分析、結(jié)合仿真和試驗(yàn)研究比較了兩型箝位電路。

圖2 加入箝位二極管輔助支路的超前型變換器Fig.2 Leading type converter with clamping diodes auxiliary branch

2 超前型和滯后型箝位支路工作工程分析比較

原邊帶箝位二極管的ZVS 全橋變換器主電路拓?fù)淙鐖D2 和圖4所示，其中D1 ～D4 分別是開關(guān)管V1 ～V4 的內(nèi)部寄生二極管，C1 ～C4 分別是V1 ～V4 的寄生電容或者外接電容，L1 是諧振電感(包括了變壓器的漏感)，C5 是隔直電容。每個橋臂2個開關(guān)管成180°互補(bǔ)導(dǎo)通，2 個橋臂導(dǎo)通角相差1個相位，即移相角，通過調(diào)節(jié)移相角可以調(diào)節(jié)輸出電壓V1 和V2 分別領(lǐng)先于V4 和V3 一個相位，V1和V2 組成超前橋臂，V4 和V3 組成滯后橋臂。D9和D10 為變換器原邊附加的箝位二極管。副邊采用全橋整流方式，CDR5 ～CDR8 分別為二極管D5 ～D8 的等效并聯(lián)電容。

2.1 超前型箝位支路工作工程分析

加入箝位二極管輔助支路的超前型變換器電路圖見圖2，工作過程見圖3。

1)狀態(tài)1［t0，t1］:在t0時刻以前V1，V4 和D6，D7 導(dǎo)通。在t0時刻，V1 關(guān)斷，諧振電感上的電流iL1對C1 充電，對C2 放電，由于有C1 和C2，V1 為0 電壓關(guān)斷，D9 和D10 不導(dǎo)通。

2)狀態(tài)2［t1，t2］:t1時刻，C2 的電壓降為0，D2 自然導(dǎo)通，此時可以0 電壓開V2。Cdr5 和Cdr8 繼續(xù)放電，iL1和變壓器原邊電流ip繼續(xù)下降。

3)狀態(tài)3［t2，t3］:t2時刻，Cdr5 和Cdr8 完全放電，D5 和D8 導(dǎo)通，4 個整流二極管都導(dǎo)通，副邊短接，iL1，ip處于自然續(xù)流狀態(tài)。

4)狀態(tài)4［t3，t4］:t3時刻，關(guān)斷V4，ip給C3 放電，給C4 充電，iL1和ip相等，一起線性下降，由于有C2 和C4，V4 是0 電壓關(guān)斷。

5)狀態(tài)5［t4，t6］:t4時刻，D3 導(dǎo)通，V3 能夠以0 電壓開通。t5時刻，ip由正向過0，且向負(fù)方向增加，由于ip不足以提供負(fù)載電流，D6 和D7 仍然導(dǎo)通，Vin全部加在L1 上，iL1和ip同時線性負(fù)增長。

6)狀態(tài)6［t6，t7］:t6時刻，D6 和D7 關(guān)斷，D5 和D8 流過全部負(fù)載電流。L1 與Cdr6 和Cdr7 諧振，給Cdr6 和Cdr7 充電，iL11和1ip繼續(xù)線性負(fù)增長。

圖3 加入箝位二極管的超前型變換器工作波形Fig.3 Working waveform of leading type converter with clamping diodes

7)狀態(tài)7［t7，t8］:t7時刻，Cdr6 和Cdr7 電壓上升到Vin/k，D10 導(dǎo)通，將原邊電壓箝位在Vin，因此Cdr6 和Cdr7 電壓被箝位在Vin/k，到t8時刻，ip等于iL1，D10 關(guān)斷。

8)狀態(tài)8［t8，t9］:在此狀態(tài)中，原邊給負(fù)載提供能量，iL1和ip相等。

2.2 滯后型箝位支路工作工程分析

加入箝位二極管輔助支路的滯后型變換器電路圖見圖4，工作過程見圖5。

圖4 加入箝位二極管輔助支路的滯后型變換器Fig.4 Legging type converter with clamping diodes auxiliary branch

圖5 加入箝位二極管的滯后型變換器工作波形Fig.5 Working waveform of legging type converter with clamping diodes

1)狀態(tài)1［t0，t1］:在t0時刻以前，V1，V4和D6，D7 導(dǎo)通。在t0時刻，V1 關(guān)斷，諧振電感上的電流iL1對C1 充電，對C2 放電，由于有C1 和C2，V1 為0 電壓關(guān)斷，D10 導(dǎo)通續(xù)流，原邊電流與諧振電感電流的差值即為D10 電流。

2)狀態(tài)2［t1，t2］:t1時刻，C2 的電壓降為0，D2 自然導(dǎo)通，此時可以0 電壓開V2。Cdr5 和Cdr8 繼續(xù)放電，iL1和變壓器原邊電流ip繼續(xù)下降，D10 繼續(xù)導(dǎo)通續(xù)流。

3)狀態(tài)3［t2，t3］:t2時刻，Cdr5 和Cdr8 完全放電，D5 和D8 導(dǎo)通，4 個整流二極管都導(dǎo)通，副邊短接，iL1，ip處于自然續(xù)流狀態(tài)，D10 繼續(xù)導(dǎo)通續(xù)流。

4)狀態(tài)4［t3，t4］:t3時刻，關(guān)斷V4，ip給C3 放電，給C4 充電，iL1和ip相等，一起線性下降，由于有C2 和C4，V4 是0 電壓關(guān)斷。在此過程中，D10 仍有電流流過，直到t4時刻iL1，ip二者相等時才截止。

5)狀態(tài)5［t4，t6］:t4時刻，D3 導(dǎo)通，V3 能夠以0 電壓開通。t5時刻，ip由正向過0，且向負(fù)方向增加，由于ip不足以提供負(fù)載電流，D6 和D7 仍然導(dǎo)通，Vin全部加在L1 上，iL1和ip同時線性負(fù)增長。

6)狀態(tài)6［t6，t7］:t6時刻，D6 和D7 關(guān)斷，D5 和D8 流過全部負(fù)載電流。L1 與Cdr6 和Cdr7 諧振，給Cdr6 和Cdr7 充電，iL11和1ip繼續(xù)線性負(fù)增長。

7)狀態(tài)7［t7，t8］:t7時刻，Cdr6 和Cdr7 電壓上升到Vin/k，D9 導(dǎo)通，將原邊電壓箝位在Vin，因此Cdr6 和Cdr7 電壓被箝位在Vin/K，到t8時刻，ip等于iL1，D9 關(guān)斷。

8)狀態(tài)8［t8，t9］:在此狀態(tài)中，原邊給負(fù)載提供能量，iL1和ip相等。

2.3 超前型與滯后型箝位支路比較

2.3.1 超前型和滯后型箝位支路損耗比較

超前型和滯后型都能起到抑制整流橋寄生振蕩的作用，但二者也有明顯的區(qū)別。除了電路結(jié)構(gòu)的不同，主要是其中起箝位作用的二極管在1 個周期內(nèi)導(dǎo)通的次數(shù)有別。對比圖3 和圖5 可以明顯看出，在全橋電路工作的1 個周期［t0，t17］內(nèi)，滯后型電路中，箝位二極管D9 和D10 各導(dǎo)通2 次，分別為［t7，t8］，［t9，t13］和［t0，t4］，［t15，t16］;而在超前型電路中，箝位二極管D9 和D10 則只各導(dǎo)通1 次，分別為［t15，t16］和［t7，t8］。

由圖5 分析可知，在滯后型電路中，雖然二極管D9 和D10 各導(dǎo)通2 次，但是直接起到箝位作用的分別只有1 次，即［t7，t8］和［t15，t16］，區(qū)間和超前型同(2 個二極管導(dǎo)通次序相反)。這就是說，變壓器滯后型和超前型2 種電路中雖箝位二極管導(dǎo)通次數(shù)不同，但是起到箝位作用的時間是一樣的。那么滯后型電路，2 個箝位二極管D5 和D6 就各有1 次導(dǎo)通是多余的，分別為［t9，t13］和［t15，t16］時段。

分析可知，變壓器滯后型電路中多余的與箝位無關(guān)的導(dǎo)通會帶來以下缺點(diǎn):

1)在原邊電壓為0 時(即0 狀態(tài))，諧振電感被箝位二極管短路，其電流保持不變，在電感、箝位二極管和開關(guān)管中產(chǎn)生較大的導(dǎo)通損耗;

2)增加了箝位二極管的電流有效值和關(guān)斷損耗;增加了電路的損耗，不利于效率的提高。

3)滯后型變換器中，由于箝位二極管支路的導(dǎo)通，使得iL1下降不大，而在超前型變換器中，由于L1 要與C1，C2 諧振工作，故iL1下降很大，所以超前型變換器減小了占空比D 的丟失，所以在設(shè)計電路參數(shù)時，可適當(dāng)增加變壓器TR1 的初、次級匝比，就能進(jìn)一步降低變換器的通態(tài)損耗，提高變換器的效率。

2.3.2 超前型和滯后型箝位支路實(shí)現(xiàn)零壓開通難易程度比較

由前面分析可知，當(dāng)滯后型變換器中超前管關(guān)斷時，箝位二極管支路導(dǎo)通，基本將L1 短路，故實(shí)現(xiàn)超前管ZVS 的能量單獨(dú)依靠L2 提供。當(dāng)超前型變換器中超前管關(guān)斷時，L1 和L2 將參與諧振，故在超前臂換流過程中，能量關(guān)系是L1，L2 和整流二極管上的剩余電荷對C1，C2 充放電，實(shí)現(xiàn)超前臂的0 電壓開通。超前型變換器較滯后型變換器更容易實(shí)現(xiàn)超前臂的0 電壓開通。

滯后型變換器的滯后管關(guān)斷時，由于L1 基本被箝位二極管支路所短路，iL1 基本保持不變，即為滯后臂實(shí)現(xiàn)ZVS 所提供的能量并未衰減，有利于滯后臂實(shí)現(xiàn)0 電壓開通。

而在超前型變換器的超前管關(guān)斷時，箝位二極管支路并未導(dǎo)通，L1 與C1 和C2 發(fā)生諧振，當(dāng)滯后管關(guān)斷時，iL1已諧振下降了一些，故提供滯后臂0電壓開通的能量也衰減了一些，但iL1 的下降減小了電路中的環(huán)流，降低了電路中的通態(tài)損耗，有利于變換器效率的提高。

綜上分析可知，滯后型變換器比超前型變換器更容易實(shí)現(xiàn)滯后臂的ZVS，但超前型變換器的通態(tài)損耗比滯后型變換器的要小一些，有利于提高變換器的效率。

綜上所述，超前型箝位輔助諧振支路的移相全橋變換器通態(tài)損耗小，變換器效率高，相比滯后型箝位更適用于艦船中大功率DC/DC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

3 超前型箝位支路仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果

3.1 仿真與實(shí)驗(yàn)參數(shù)

為驗(yàn)證理論的正確性，對超前型箝位輔助諧振支路移相全橋變換器進(jìn)行了電路仿真(PSPICE 仿真模型見圖6)，并設(shè)計了1 臺7.5 kW 樣機(jī)。本文設(shè)計的樣機(jī)的主要參數(shù)如下:Vin=350 ～650 V，V0=230 V，Pout=7 500 W，K=17∶18，f=10 kHz，L1=10 μH，L2=1.5 mH，C1=C2=2 700 pF，C3=C4=1 500 pF，C6=6 600 μF。

圖6 超前型箝位輔助諧振支路移相全橋變換器仿真模型Fig.6 Simulation model of leading type clamping auxiliary resonant branch phase-shifted ful1-bridge converter

3.2 仿真波形

圖7 為變壓器、諧振電感和箝位二極管仿真電流波形，仿真結(jié)果與上文分析一致，箝位二極管在1 個開關(guān)周期僅導(dǎo)通1 次。

圖7 變壓器、諧振電感和箝位二極管仿真電流波形Fig.7 Simulation current waveforms of transformer，resonant inductance and clamping diodes

由圖8 可見，未加箝位二極管變壓器原方電壓存在很大電壓尖峰，加入箝位二極管后變壓器原方電壓尖峰大大減小。

圖8 無箝位和有箝位變壓器原邊電壓仿真波形Fig.8 Primary voltage simulation waveforms oftransformer with and without clamping diodes

3.3 實(shí)驗(yàn)波形

圖9 為超前臂的ZVS 波形，圖10 為滯后臂的ZVS 波形。輸入電壓為500 V，由圖9 和圖10 可以看出變換器的超前臂和滯后臂都可以實(shí)現(xiàn)0 電壓開通。

圖9 樣機(jī)超前橋臂V1 驅(qū)動及V1 電壓試驗(yàn)波形Fig.9 Prototype test waveforms of leading bridge V1 drive and V1 Voltage

圖10 樣機(jī)滯后橋臂V3 驅(qū)動及V3 電壓試驗(yàn)波形Fig.10 Prototype test waveforms of legging bridge V1 drive and V1 Voltage

圖11 為變壓器原邊波形。與仿真結(jié)果一致，由于副邊整流二極管的反向恢復(fù)和寄生電容造成的振蕩感應(yīng)到變壓器原邊，但由于箝位二極管作用尖峰電壓衰減了許多。

圖11 樣機(jī)變壓器原邊電壓試驗(yàn)波形Fig.11 Prototype test waveforms of transformer primary voltage

圖12 為超前型箝位和滯后型箝位效率對比曲線，虛線為超前型效率曲線，實(shí)線為滯后型效率曲線，可見采用超前型箝位電路效率明顯高于滯后型箝位電路效率。

圖12 超前型箝位和滯后型箝位效率對比曲線Fig.12 Leading clamping and legging clamping efficiency comparison curves

4 結(jié) 語

本文分析了2 種原邊帶箝位二極管的移相全橋變換器拓?fù)潆娐?，從工作過程、損耗大小、效率高低等方面對其進(jìn)行了比較，并通過仿真和實(shí)驗(yàn)對理論分析進(jìn)行了驗(yàn)證。超前型箝位二極管移相全橋變換器在保留滯后型變換器優(yōu)點(diǎn)的同時，有效地抑制了輸出整流二極管上的電壓振蕩，減小了電壓尖峰，減小了電路損耗，提高了系統(tǒng)變換效率。

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