胡園一 趙坤渝
(重慶市送變電工程有限公司,中國(guó) 重慶 401120)
現(xiàn)代電子設(shè)備正朝著小型化,低成本化方向發(fā)展,這要求其電源系統(tǒng)也要朝著輕、薄、小和高效率方向發(fā)展。傳統(tǒng)的線性電源無(wú)法克服其工頻變壓器體積龐大,效率低下等缺點(diǎn),越來(lái)越難以滿足現(xiàn)代電子設(shè)備特別是小型化設(shè)備的要求。而開(kāi)關(guān)電源采用功率管為核心器件,具有功耗低,體積小等優(yōu)點(diǎn)。因此,研究開(kāi)關(guān)電源的設(shè)計(jì)及其關(guān)鍵技術(shù),具有很好的科研價(jià)值及經(jīng)濟(jì)意義[1]。
開(kāi)關(guān)電源的結(jié)構(gòu)原理框圖如圖1 所示。交流輸入電壓通過(guò)EMI濾波及整流環(huán)節(jié)后得到脈動(dòng)的直流電壓Vi。直流電壓Vi經(jīng)過(guò)功率變換,逆變?yōu)槭艿娇刂频摹⒎想娐芬蟮姆讲}沖電壓。高頻方波脈沖電壓經(jīng)過(guò)整流濾波后得到穩(wěn)定的直流電壓輸出。途中的控制電路部分對(duì)開(kāi)關(guān)信號(hào)放大、整形,利用調(diào)整高頻開(kāi)關(guān)元件的開(kāi)關(guān)時(shí)間比例,使輸出電壓保持穩(wěn)定。時(shí)鐘振蕩電路,它產(chǎn)生的高頻波段信號(hào)與控制信號(hào)進(jìn)行疊加,從而調(diào)節(jié)脈沖寬度。
圖1 開(kāi)關(guān)電源構(gòu)成原理框圖
在常用的開(kāi)關(guān)電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中,反激式變換器相比于正激式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和推挽式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),具有適用于低于150W 小功率開(kāi)關(guān)電源的優(yōu)點(diǎn)[2]。
這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)工作時(shí),變壓器原邊驅(qū)動(dòng)導(dǎo)通的時(shí)候,其副邊不會(huì)向負(fù)載供電,原副邊交錯(cuò)導(dǎo)通,因此叫反激式。單端反激式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,只需增加二次繞組和相關(guān)電路就可獲得多路輸出,而且重量輕體積小,傳輸功率為20~100W,因此常常用于小型的儀表儀器、家用電器電源等中小功率變換場(chǎng)合。其輸出電壓為:
現(xiàn)代電子設(shè)備正逐漸變得越來(lái)越復(fù)雜,由此產(chǎn)生的各種電磁干擾問(wèn)題往往會(huì)造成電子設(shè)備無(wú)法正常工作,成為設(shè)計(jì)中不得不考慮的重要因素。在開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)中,電源噪聲是電磁干擾的主要干擾,屬于射頻干擾[3]。
針對(duì)開(kāi)關(guān)電源中存在的干擾類型,綜合考慮開(kāi)關(guān)電源的體積要求和成本要求,采用單級(jí)的EMI 濾波器。該基本電路有兩個(gè)輸入、輸出端,一個(gè)接地端,電路中包括濾波電容C1~C4、共模扼流圈L。根據(jù)電磁兼容國(guó)際標(biāo)準(zhǔn)的規(guī)定,能濾除電源線間差模干擾的電容,叫做X 電容。能濾除一、二次繞組耦合所形成的共模干擾,叫做Y 電容。C1和C2采用薄膜電容器,容量范圍大約為0.02~0.48μF,其主要的作用是濾除串模干擾。C3和C4跨接于濾波器的輸出端,同時(shí)把電容的中間點(diǎn)接在大地,使其能有效的抑制共模干擾,C2和C3的容量范圍大約是2200pF~0.1μF 為了減小漏電流,電容器應(yīng)不超過(guò)0.1μF。
高頻變壓器在開(kāi)關(guān)電源中起傳輸能量、存儲(chǔ)能量的作用,是開(kāi)關(guān)電源制作技術(shù)中非常關(guān)鍵的部分[4]。EE型磁芯磁損低,適應(yīng)性強(qiáng)、價(jià)格低,且根據(jù)輸出功率范圍,本文選擇鐵氧體磁芯EE22型,輸出功率為10~20W,磁芯長(zhǎng)度A=22mm,有效磁路長(zhǎng)度L=3.96cm,磁通密度B=120mT,磁芯有效電感AL=2.4μH/匝2,磁芯有效橫截面積SJ=0.41cm2,50kHz。
高頻變壓器一次繞組的電感量的公式為:
其中:
Umin為直流最小輸入電壓,一般取220V。
Dmax為脈沖信號(hào)最大占空比。計(jì)算公式為:
因此,將η=80%,f=50kHz 帶入式(2),得到:
設(shè)滿載時(shí)的峰值電流IP,有
設(shè)短路保護(hù)過(guò)程中的過(guò)載電流為IS,
一次繞組上存儲(chǔ)的電能為:
初級(jí)繞組匝數(shù)可以通過(guò)下式計(jì)算:
將W=1.51(mJ),B=250mT,SJ=0.41cm2帶入公式中,得到N1≈25.7,實(shí)際取30 匝。
多輸出高頻變壓器中,其各輸出繞組的匝數(shù)可以選取相等的每伏匝數(shù)。每伏匝數(shù)的公式為:
UF——輸出整流二極管的正向壓降;
Uo——繞組N2(或N3)兩端的電壓。
N 的單位是匝/V,將NS取5 匝,二次繞組回路中選用肖特基二極管D80-004,若此處取Uo=5V,UF=0.4V。代入公式式1.7 得N=0.925匝/V 。
對(duì)15V 輸出,已知Uo=15V,UF=0.4V,代入公式(7)得NS2=0.925×(15V+0.4V)=14.245l/V,實(shí)際取15 匝。
對(duì)于5V 輸出,已知Uo=5V,UF=0.4V,帶入公式(1.7)得NS2=0.925l/V×(5V+0.4V)=4.995l/V,實(shí)際取5 匝。
TOPSwitch-FX 系列是美國(guó)PI 公司推出的第三代開(kāi)關(guān)電源集成電路。它的輸出功率一般為75W 左右,符合本設(shè)計(jì)的小功率要求。而且芯片還具有電流限流電路,過(guò)熱保護(hù),增壓保護(hù)欠壓檢測(cè)電路[5]。整個(gè)電路原理如圖2 所示。
交流電源經(jīng)全橋整流濾波后變成直流,R1 與R2 組成的電壓檢測(cè)電路用于欠壓和過(guò)壓保護(hù)。T1 為反激式高頻變壓器;D3 用于高頻整流;L3,C10,C11 為輸出整流濾波器;反饋回路由穩(wěn)壓器TL431 和光電耦合器PC817A 組成,通過(guò)反饋?zhàn)饔檬馆敵鲭妷簞?dòng)態(tài)穩(wěn)定;C5,R3,F(xiàn)R106 構(gòu)成漏極鉗位電路,用于保護(hù)控制器內(nèi)部的集成MOSFET[6]。
圖2 單端反激式多輸出開(kāi)關(guān)電源原理圖
上電時(shí),TOP234Y 開(kāi)始工作,當(dāng)達(dá)到啟動(dòng)電壓閾值時(shí),內(nèi)部MOSFET 開(kāi)始斬波;通過(guò)高頻變壓器的快速電能變換,迅速將能量傳遞到二次側(cè),建立輸出電壓;當(dāng)輸出電壓達(dá)到設(shè)計(jì)值時(shí),反饋回路發(fā)生作用,通過(guò)調(diào)節(jié)開(kāi)關(guān)周期來(lái)維持輸出電壓的恒定。
本文利用Saber 軟件對(duì)電路原理圖進(jìn)行仿真。
本仿真建模的變壓器模型,其一次側(cè)的電感量可由下式?jīng)Q定:
由第二節(jié)式1.3 得到變壓器一次繞組的電感量L1=2.28(mH),由式7 得初級(jí)繞組的匝數(shù)N1=25.7 匝,二次側(cè)電感量理論值如下:
二次側(cè)5V 輸出電感量理想值為
二次側(cè)15V 輸出電感量理想值為
圖3 變壓器一次側(cè)電壓電流波形(不放大)
考慮計(jì)算誤差與實(shí)際情況,電路仿真建模時(shí)選用的輸出電感值分別為90μH 和780μH。仿真后得到變壓器的一次側(cè)電壓電流波形如圖3:
將該波形圖放大后得到圖4,通過(guò)波形可以看出,變壓器一次側(cè)電壓電流波形基本滿足條件。
圖4 變壓器一次側(cè)電壓電流波形(放大)
對(duì)整體電路原理圖進(jìn)行仿真,得到總輸出電流電壓波形如圖5 所示。
圖5 最終兩路輸出電壓波形
第一部分變壓器設(shè)計(jì)中,設(shè)置兩路輸出分別為5V 和15V。仿真輸出模型中可見(jiàn)兩路輸出值分別為5.2569V 和15.072V,并且輸出穩(wěn)定??紤]到實(shí)際誤差,最終輸出基本貼近理論值。
本文在給出開(kāi)關(guān)電源一般工作原理的同時(shí),對(duì)小功率開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)的關(guān)鍵部分進(jìn)行了研究,包括電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、EMI 濾波器、高頻變壓器參數(shù)計(jì)算與設(shè)計(jì)。然后選擇基于TOP234Y 芯片進(jìn)行了小功率多路輸出的開(kāi)關(guān)電源整體電路設(shè)計(jì),并給出了仿真結(jié)果,結(jié)果參數(shù)表明所進(jìn)行的電路設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)合理,達(dá)到了期望指標(biāo)。