馮 偉，徐家品

(四川大學(xué) 電子信息學(xué)院多媒體與通信實驗室，四川 成都610064)

隨著全球信息產(chǎn)業(yè)的高速發(fā)展，無線技術(shù)中的傳輸速率已經(jīng)從最初的kb/s發(fā)展到Mb/s，人們對高速高質(zhì)量的無線通信服務(wù)的需求呈爆炸式增長。此外，現(xiàn)有的無線頻譜資源越來越緊張，60 GHz無線通信正是在這一背景下應(yīng)運而生。IEEE802.15.3c建議，60 GHz系統(tǒng)一般選用SC PHY單載波模式、HSI PHY高速接口模式及AV PHY音頻/視頻模式。HSI PHY和AV PHY這兩種模式由于使用了OFDM復(fù)用體制[1]導(dǎo)致系統(tǒng)復(fù)雜度較高且對相位噪聲敏感[2]，單載波SC體制復(fù)雜度稍好但系統(tǒng)的通信容量又明顯小了很多，為此本文提出了一種基于多信號合成歸零基帶脈沖的OOK/DAMI方案，該方案屬于SC體制但通過合成方法來產(chǎn)生ps級的基帶脈沖信號，因而大大提高了通信系統(tǒng)的碼元速率。

目前產(chǎn)生ps級脈沖信號的方法大致可以分為3類，第一類利用可編程高速數(shù)字器件，優(yōu)點是脈沖信號的頻率、相位、脈寬和幅度的程序可控[3]，由于使用的是電平變化陡峭的數(shù)字信號，所以產(chǎn)生的脈沖信號頻譜太寬。第二類基于階躍恢復(fù)二極管(SRD)，SRD在從正向激勵電壓轉(zhuǎn)換到負向激勵電壓時，反向電流會持續(xù)一段時間然后迅速截止，從而形成一個陡峭的階躍電壓來產(chǎn)生脈沖信號[4]。參考文獻[5]采用3級級聯(lián)的SRD電路產(chǎn)生了寬度為250 ps的脈沖信號，且3 dB帶寬接近4 GHz；參考文獻[6]采用由SRD和微波三極管構(gòu)成的電路能產(chǎn)生脈寬為500 ps、峰峰值為7.6 V的單周期脈沖信號，但這種方法產(chǎn)生的脈沖信號幅度、頻率和脈寬等參數(shù)不好調(diào)節(jié)。第三類是采用傳輸線或晶格等器件，參考文獻[7]采用非線性傳輸線對產(chǎn)生的信號進行時域壓縮來得到需要的窄脈沖信號，這類方法的主要缺點是結(jié)構(gòu)復(fù)雜且成本太高。

相反，本文采用信號合成方法來構(gòu)造歸零基帶脈沖，不僅能夠產(chǎn)生ps級的歸零基帶窄脈沖，且功率譜能夠滿足60 GHz系統(tǒng)的遮蔽特性規(guī)范。通過改變參與合成信號的參數(shù)，能夠較方便地調(diào)節(jié)脈沖信號的幅度和頻率。

1 系統(tǒng)發(fā)射端模型

本文提出的基于多信號合成歸零基帶脈沖OOK/DAMI體制的通信系統(tǒng)，較多載波的OFDM體制不僅降低了系統(tǒng)收發(fā)機的結(jié)構(gòu)復(fù)雜度、系統(tǒng)實現(xiàn)難度和成本，而且峰值平均功率比(PAPR)較OFDM體制的系統(tǒng)要小和對相位噪聲不那么敏感。最重要的是：采用多信號合成的方法可構(gòu)造滿足功率譜遮蔽特性要求的歸零基帶脈沖；減小碼間串擾；增加系統(tǒng)抗干擾的能力；可以突破IEEE802.15.3c標準中OOK/DAMI體制數(shù)據(jù)的傳輸速率的上限；可提高系統(tǒng)功率發(fā)射的效率，大大降低系統(tǒng)的平均功耗。

1.1 OOK體制的通信系統(tǒng)發(fā)射端

如圖1所示，相干信號合成發(fā)生器的輸入端為一定頻率的余弦信號，PLL用于穩(wěn)定余弦信號的頻率，相干信號合成發(fā)生器的輸出端為歸零窄脈沖包絡(luò)信號，經(jīng)OOK脈沖編碼后形成單極性歸零脈沖w(t-kTp)，與載波相乘后輸出的載波脈沖為s(t)：

其中 Tp為 bit同步周期，ωc為60 GHz載波頻率。脈沖編碼模塊部分實現(xiàn)基帶OOK調(diào)制功能，載波調(diào)制使用SSB單邊帶調(diào)制，可以減小頻譜的占用。BP為帶通濾波器，用來濾除掉60 GHz頻帶附近之外的噪聲，RFPA為射頻功率放大器，將已調(diào)信號進行放大后從發(fā)射天線發(fā)送出去。

圖1 基于歸零基帶脈沖OOK體制的60 GHz毫米波通信系統(tǒng)發(fā)送端模型

1.2 DAMI體制的通信系統(tǒng)發(fā)射端

如圖2所示，相干合成信號發(fā)生器生成歸零窄脈沖包絡(luò)信號，同相和反相的歸零窄脈沖包絡(luò)信號進入脈沖編碼器，經(jīng)DAMI脈沖編碼后形成雙極性歸零基帶脈沖m(t)：

圖2 基于歸零基帶脈沖DAMI體制的60 GHz毫米波通信系統(tǒng)發(fā)送端模型

經(jīng)SSB調(diào)制后輸出的載波脈沖為s(t)：

其中m?(t)為 m(t)的 Hilbert變換，Tp為 bit同步周期，ωc為60 GHz載波頻率。二者的星座圖如圖3所示。

圖3 基于歸零基帶脈沖體制的星座圖

2 系統(tǒng)接收端模型

由于基于歸零基帶脈沖OOK/DAMI體制的接收端工作原理相同，所以都可以采用圖4所示的結(jié)構(gòu)。

圖4 基于歸零基帶脈沖OOK/DAMI體制的60 GHz毫米波通信系統(tǒng)接收端模型

接收端信號由接收天線進入到BP模塊，BP模塊濾除掉60 GHz通信頻帶之外的噪聲信號，低噪聲放大器LNA對接收信號進行放大，之后進行解調(diào)。PLL模塊用來從放大之后的接收信號中提取出60 GHz的載波信號，之后經(jīng)過兩個乘法器和LP(低通濾波器)分別實現(xiàn)正交和同相分量信號的提取，最后再通過整形、同步和解碼模塊后輸出二進制數(shù)據(jù)信號。

3 調(diào)制信號功率譜仿真分析

我國于2006年10月以信無函[2006]82號文件規(guī)定了 59 GHz～64 GHz作為 60 GHz頻段微功率(短距離)無線技術(shù)應(yīng)用[8]，產(chǎn)生符合60 GHz功率譜遮蔽特性要求的皮秒級窄脈沖，是60 GHz脈沖通信系統(tǒng)中最為關(guān)鍵技術(shù)之一，也是主要的挑戰(zhàn)。在脈沖設(shè)計方面，采用多信號相干合成方法來構(gòu)造歸零基帶脈沖。選用的基帶脈沖信號不同，調(diào)制之后的信號頻譜利用率也相差很大，幾種常用信號脈沖調(diào)制后的功率譜密度如圖5所示。

圖5 信號脈沖調(diào)制后功率譜密度

從圖5中可以看到不同類型的基帶脈沖調(diào)制后發(fā)射頻譜遮蔽特性差異很大。目前廣泛采用的是矩形脈沖調(diào)制，由于時域信號存在較陡峭變化的邊緣，所以其功率譜旁瓣較多且占的比例較大，發(fā)射頻譜的遮蔽特性最差。而高斯脈沖調(diào)制的發(fā)射頻譜的遮蔽特性相對最好，不僅沒有旁瓣，而且功率譜主要成分集中在載頻附近。

本文使用相干信號合成發(fā)生器來產(chǎn)生所需的歸零基帶脈沖信號，產(chǎn)生的脈沖信號為高斯脈沖，脈沖信號調(diào)制之后的時域波形和對應(yīng)的功率譜密度PSD如圖6所示。

圖6(a)中，已調(diào)信號的包絡(luò)為高斯信號，沒有變化陡峭的部分。圖6(b)中顯示了當載波頻率在60 GHz附近變化時已調(diào)信號的功率譜密度，主瓣寬度在4 GHz左右，滿足60 GHz頻段的頻譜使用要求。當相干合成的參數(shù)不一樣時，產(chǎn)生已調(diào)信號的功率譜密度PSD也不同。本文通過對掩蔽功率譜利用率的比較來從備選脈沖中選出較優(yōu)的脈沖信號。掩蔽功率譜利用率η定義為在功率譜限制范圍內(nèi)的實際信號功率與總的可利用功率之比，用于測量信號波形利用輻射功率限制的效率。

圖6 相干合成的高斯沖激脈沖調(diào)制的時域波形和功率譜密度PSD

其中ac是單位轉(zhuǎn)換常數(shù)，P(f)是脈沖p(t)的頻譜，由于發(fā)射機產(chǎn)生的信號發(fā)射到輻射電磁遠場，信號產(chǎn)生線性變換，用系統(tǒng)函數(shù) Heq(f)來表示。M(f)是輻射功率掩蔽，F(xiàn)min、Fmax是規(guī)定系統(tǒng)頻段的最低頻率和最高頻率。

本文針對傳統(tǒng)60 GHz毫米波無線通信系統(tǒng)的不足，提出了一種新型的基于相干合成歸零基帶脈沖OOK/DAMI體制的60 GHz毫米波通信系統(tǒng)模型，給出了OOK體制和DAMI體制下的通信系統(tǒng)發(fā)射端和接收端原理框圖，并分析了關(guān)鍵模塊的原理和功能，最后仿真分析了已調(diào)信號的功率譜密度，仿真結(jié)果顯示功率譜能夠滿足60 GHz通信功率遮蔽特性的要求。

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