馬 勛 ， 李洪濤

（1.中國工程物理研究院 流體物理研究所，四川 綿陽 621900；

2.中國工程物理研究院 脈沖功率科學與技術重點實驗室，四川 綿陽 621900）

在脈沖功率技術領域，對初級儲能電容常見的充電方式有恒壓充電和恒流充電兩種方式。前者基于大體積的工頻變壓器實現(xiàn)，常采用充電電阻限制充電功率，充電電阻消耗的能量為50%[1]；后者多采用全橋串聯(lián)諧振充電電路，以“等臺階”升壓方式實現(xiàn)對電容的恒流充電，具有體積小、效率高、功率密度大、適合寬范圍變化的負載等優(yōu)點，是較為理想的電容充電電源[2-5]。

構(gòu)成全橋串聯(lián)諧振充電電源的主要單元有：諧振電感和電容、功率器件、脈沖變壓器。本文通過數(shù)值計算和模擬兩種方法確定了這些單元參數(shù)的設計，并基于Pspice電路仿真軟件對設計的全橋串聯(lián)諧振充電電源進行了全電路模擬。

1 電路設計

全橋串聯(lián)諧振充電電源由直流電源 V，逆變開關S1～S4，諧振電容 Cs和電感 Ls，變壓器 TX，高壓整流橋 D1～D4， 負載電容CL等組成，如圖1所示。

圖1 串聯(lián)諧振充電電路原理Fig.1 Schematic diagram of series resonant charge power supply

充電過程中，兩組逆變開關 S1，S4和 S2，S3交替導通，完成一個開關周期。一個開關周期又可分為2個諧振周期，并根據(jù)逆變開關和高壓整流二極管的導通情況分為4種工作模式，如圖2所示。

圖2 串聯(lián)諧振充電的初級電流波形Fig.2 Primary loop's current waveform of series resonant circuit

設計要達到的目標是對110 nF容值的負載電容充電至30 kV，充電重復頻率1 kHz。逆變開關采用單只IGBT或其組件，從現(xiàn)有商業(yè)IGBT器件的經(jīng)濟性出發(fā)，逆變諧振重頻設計為33 kHz。初級儲能電容C0充電電壓為1 kV。

1.1 諧振電路設計

調(diào)諧電容和諧振電感的計算分別如下[6]：

式中，Cs：調(diào)諧電容；n：脈沖變壓器變比；CL：負載電容；ΔUL：每次放電負載電容電壓降低值；U0：初級儲能電容充電電壓；fr：充電重復頻率；f：諧振頻率；Ls：諧振電感。

考慮到充電回路的電壓效率損失，在設計時令初級充電電壓U0=1.2 kV，每次放電ΔUL=30 kV。則計算出Cs=625 nF；Ls=37 μH；

1.2 功率器件設計

計算出通過IGBT組件的最大諧振電流和平均電流為：

則17個開關周期的時間約為：17×2T=1.03 ms，則充電周期接近1 kHz，滿足設計要求。

1.3 脈沖變壓器設計

脈沖變壓器設計中，需要考慮的參數(shù)主要是[7]：伏秒數(shù)，勵磁電感，漏感，耐壓，功率。在本設計中，由于變壓器初級輸入電壓為1.2 kV，次級期望輸出電壓達到36 kV，因此，變比設計為30。

在充電過程中，負載電容實質(zhì)是一個變阻抗負載，隨著充電電壓增加，其阻抗不斷降低，因此，變壓器達到最大伏秒數(shù)應該在充電的后期。因此，伏秒數(shù)為：

V0T=1.2k×30.2 μs=36.24 mV.s （9）

在實際設計中，考慮一定裕量，伏秒數(shù)取45 mV.s。

由于負載阻抗不斷變化，很難獲得勵磁電感和漏感計算的解析表達式，可采用數(shù)值模擬方法。忽略初次級繞組電阻，脈沖變壓器以勵磁電感和漏感等效[8]，則全橋串聯(lián)諧振充電電源的等效電路如圖3所示，其中L4為勵磁電感；L3為折算后的次級漏感，其值為次級漏感的1/n2；C4為折算后的負載電容，其值為負載電容的n2，n=30。

Z：諧振回路阻抗。則：Z=7.69 Ω；Imax=312 A；Iavg=99.4 A。即選用的IGBT其耐壓不應低于1.2 kV，峰值電流不低于300 A。

每一個開關周期，負載電容升壓為：

計算出每個開關周期的ΔUe=1.8 kV，即總共需要17個開關周期才能將負載電容充至30 kV。

每個諧振周期為：

圖3 諧振充電等效電路Fig.3 Equivalent circuit of series resonant charger

使用參數(shù)掃描的方法，先假定忽略次級漏感，令勵磁電感的值分別為：10 μH，100 μH，1 mH，10 mH。 模擬結(jié)果如圖4所示。

從圖可見，當勵磁電感值為1 mH，10 mH時，輸出電壓波形結(jié)果一致，而勵磁電感為10 μH時，輸出電壓明顯較低，說明勵磁電感10 μH時變壓器次級輸出的脈寬和平頂度均不能滿足要求。進一步模擬表明本設計所用變壓器的勵磁電感值不低于200 μH就可滿足要求。對于磁芯變壓器，該條件

容易滿足。

1.4 散熱設計

脈沖變壓器的峰值功率為：

據(jù)此，計算獲得Pmax=116 kW。平均功率為：

據(jù)此，計算Pavg=66 kW。但考慮到脈沖變壓器工作時間短，僅幾個ms，因此，變壓器可不設計額外的散熱裝置。

圖4 不同勵磁電感的輸出波形Fig.4 Output voltage with different exciting inductances

2 電路仿真

根據(jù)以上設計參數(shù)，獲得全電路以及仿真結(jié)果，分別如圖 5，6。

根據(jù)模擬結(jié)果，電流諧振周期約30.2 μs，每個開關周期負載電壓增量接近1.8 kV，則經(jīng)歷34個諧振周期，即1.03 ms后可完成對負載電容的充電，與設計預期一致。在對110 nF負載電容充電時，輸出電壓為等臺階，每個驅(qū)動電流半周期產(chǎn)生一個幅值1.8 kV臺階。

3 結(jié) 論

全橋諧振充電電源的諧振電感和電容決定諧振頻率，功率開關的耐壓和電流決定該器件的型號，脈沖變壓器決定諧振功率脈沖高效率且低畸變地向負載傳輸，勵磁電感和伏秒數(shù)是該脈沖變壓器的最關鍵參數(shù)，脈沖峰值功率和平均功率參數(shù)決定散熱系統(tǒng)設計。結(jié)合數(shù)值計算和模擬的方法[9]開展了全橋諧振充電電源的理論設計，確定了諧振回路的參數(shù)和脈沖變壓器電感值，全電路仿真驗證了設計的合理性，為該電源下一步實驗工作奠定了基礎。

圖5 設計的全橋串聯(lián)諧振充電電源Fig.5 Circuit model of series resonant charging power supply

圖6 全電路仿真結(jié)果Fig.6 Result of stimulant circuit

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