吳 亮 ，楊 勇，朱忠奎

（1.蘇州大學(xué)機(jī)電工程學(xué)院，江蘇蘇州 215006；2.蘇州大學(xué)城市軌道交通學(xué)院，江蘇蘇州 215006）

1 引言

太陽(yáng)能光伏發(fā)電是太陽(yáng)能利用的一種重要形式。自1954年美國(guó)貝爾實(shí)驗(yàn)室首次發(fā)明了以pn結(jié)為基本結(jié)構(gòu)的晶體硅太陽(yáng)能電池以來(lái)，光伏發(fā)電技術(shù)得到了飛速發(fā)展［1-2］?！疤?yáng)屋頂計(jì)劃”在歐美及日本等國(guó)得到了廣泛地推廣。我國(guó)的光伏產(chǎn)業(yè)相對(duì)發(fā)達(dá)國(guó)家起步較晚，但近年來(lái)以每年平均50%的速度高速增長(zhǎng)［3］，太陽(yáng)能光伏發(fā)電已成為可再生能源領(lǐng)域中的熱點(diǎn)［4-5］。

逆變器是光伏并網(wǎng)系統(tǒng)的核心部分，是連接光伏陣列與電網(wǎng)的關(guān)鍵部件［6］，主要完成光伏陣列的最大功率點(diǎn)跟蹤 (Maximum Power Point Tracking，MPPT)以及對(duì)并網(wǎng)電流的控制［7-8］，同時(shí)，在電網(wǎng)故障時(shí)還可以實(shí)現(xiàn)孤島保護(hù)［9-10］。早期的并網(wǎng)逆變器輸出端一般會(huì)安裝工頻隔離變壓器，以實(shí)現(xiàn)電壓調(diào)節(jié)與電氣隔離，同時(shí)阻止了系統(tǒng)向電網(wǎng)注入直流分量。然而，工頻變壓器增加了系統(tǒng)的體積、重量、成本，同時(shí)降低了系統(tǒng)的效率［11-12］。有研究者提出在系統(tǒng)的直流輸入側(cè)插入高頻變壓器［13］，雖然系統(tǒng)的體積、重量以及成本得到了降低，但系統(tǒng)功率級(jí)數(shù)較多，電能變換更為復(fù)雜，系統(tǒng)效率也沒(méi)有得到明顯提高。因此，無(wú)變壓器型非隔離光伏并網(wǎng)逆變器成為了目前的研究焦點(diǎn)，由于去除了變壓器，系統(tǒng)的重量、體積、成本大大降低，同時(shí)降低了能量損耗，從而有效提高了系統(tǒng)的工作效率［14］。

由于缺少了變壓器的電氣隔離，系統(tǒng)與電網(wǎng)之間直接電氣相連。而光伏系統(tǒng)與大地間存在著寄生電容，電容量可達(dá)50～150nF/kW［15］，且隨著環(huán)境濕度的增加而變大。該寄生電容與系統(tǒng)濾波元器件以及電網(wǎng)形成了共模諧振電路，當(dāng)寄生電容上共模電壓變化時(shí)，將會(huì)產(chǎn)生較大的共模電流，即漏電流，從而可能引起并網(wǎng)電流的畸變，降低了系統(tǒng)的電磁兼容性，并會(huì)給人員操作帶來(lái)安全隱患［16］。各國(guó)認(rèn)證標(biāo)準(zhǔn)均對(duì)并網(wǎng)逆變器的漏電流作了嚴(yán)格的限定，德國(guó)DIN VDE 0126-1-1明確規(guī)定，當(dāng)漏電流峰值大于300mA時(shí)，光伏并網(wǎng)系統(tǒng)必須在0.3s內(nèi)與電網(wǎng)斷開(kāi)［17］。

由此可見(jiàn)，共模電流的抑制成為了非隔離型光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)必須解決的問(wèn)題。本文首先分析了產(chǎn)生共模電流的基本原理，研究了抑制共模電流的基本策略以及幾種能有效抑制共模電流的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，然后建立了光伏發(fā)電系統(tǒng)的仿真模型，通過(guò)仿真驗(yàn)證了這幾種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的可行性，最后對(duì)這幾種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)作了分析與對(duì)比。

2 單相全橋非隔離型光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)的共模分析

圖1所示為單相全橋光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。文獻(xiàn)［18］對(duì)該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)作了共模分析，a、b兩點(diǎn)為系統(tǒng)交流輸出點(diǎn)，以直流母線o點(diǎn)為參考，設(shè)uao、ubo分別為a點(diǎn)、b點(diǎn)對(duì)o點(diǎn)的電壓差，uL1、uL2為電感L1、L2上的壓降，uPV為光伏陣列的輸出電壓，ug為電網(wǎng)電壓，ucm為寄生電容上的共模電壓，icm為諧振回路中的共模電流。

圖1 單相全橋光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

以電網(wǎng)電流正半周期為例，根據(jù)基爾霍夫電壓定律，可列出共模諧振回路的電壓方程為：

單相全橋非隔離型光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)所產(chǎn)生的共模電流在電感上的壓降較小，可忽略不計(jì)；又由于電網(wǎng)ug為工頻電網(wǎng)電壓，其在寄生電容上所產(chǎn)生的共模電流也可忽略不計(jì)。而uao、ubo為高頻脈沖電壓，所以該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的共模電流主要由uao、ubo激勵(lì)產(chǎn)生。因此，由式（1）、（2）相加可得：

令寄生電容的電容量為Cm，因此流過(guò)寄生電容上的共模電流為：

由公式（3）、（4）可知，若要使共模電流icm的值減小，就必須保持共模電壓ucm的恒定，即uao+ubo的值保持恒定。由于uao、ubo為PWM高頻脈沖電壓，而不同的PWM控制策略所產(chǎn)生的高頻脈沖電壓uao、ubo的大小是不同的，因此共模電流相差也很大。對(duì)于單相全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)來(lái)說(shuō)，可采用不同的PWM控制策略，常見(jiàn)的有單極性調(diào)制和雙極性調(diào)制。下面分別對(duì)單極性調(diào)制和雙極性調(diào)制所產(chǎn)生的共模電流進(jìn)行分析討論。

2.1 單極性調(diào)制

若采用單極性調(diào)制，對(duì)于圖1所示的單相全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，以電網(wǎng)電流正半周期為例，開(kāi)關(guān)管S4保持常通，而S1、S2采用PWM高頻脈沖調(diào)制使其互補(bǔ)通斷。該調(diào)制模式下所產(chǎn)生的共模電壓分析如下［18］：

（1）S1、S4導(dǎo)通，S2關(guān)斷

（2）S2、S4導(dǎo)通，S1關(guān)斷

由于電網(wǎng)電流正、負(fù)半周開(kāi)關(guān)調(diào)制相類(lèi)似，則由式（5）、（6）可知，采用單極性調(diào)制的單相全橋光伏并網(wǎng)系統(tǒng)所產(chǎn)生的共模電壓的幅值在0和0.5uPV之間變化，且變化頻率與高頻PWM脈沖頻率一致，因此由前面分析可知，采用單極性調(diào)制的系統(tǒng)將會(huì)產(chǎn)生較大的共模電流。

2.2 雙極性調(diào)制

若采用雙極性調(diào)制，對(duì)于圖1所示的全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，開(kāi)關(guān)管對(duì)角互補(bǔ)通斷，即S1、S4導(dǎo)通時(shí)，S2、S3關(guān)斷；S2、S3導(dǎo)通時(shí)，S1、S4關(guān)斷。該調(diào)制模式下所產(chǎn)生的共模電壓分析如下［18］：

（1）S1、S4導(dǎo)通，S2、S3關(guān)斷

（2）S2、S3導(dǎo)通，S1、S4關(guān)斷

由式（7）、（8）可知，采用雙極性調(diào)制的單相全橋光伏并網(wǎng)系統(tǒng)所產(chǎn)生的共模電壓的幅值為0.5uPV，由于光伏陣列輸出電壓uPV穩(wěn)態(tài)時(shí)近似不變，因此系統(tǒng)所產(chǎn)生的共模電流近似為零。

雖然雙極性調(diào)制可以有效抑制系統(tǒng)共模電流的產(chǎn)生，但其4個(gè)功率開(kāi)關(guān)管都以較高的開(kāi)關(guān)頻率工作，導(dǎo)致了較高的開(kāi)關(guān)損耗，極大地限制了光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)的工作效率。在實(shí)際應(yīng)用中，對(duì)逆變系統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)作適當(dāng)改變，既能抑制共模電流的產(chǎn)生，同時(shí)又能兼顧系統(tǒng)效率問(wèn)題。

3 抑制共模電流的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

3.1 帶交流旁路的全橋拓?fù)?/h3>

文獻(xiàn)［19］提出了一種帶交流旁路的全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如圖2所示。在該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，系統(tǒng)交流側(cè)增加了兩個(gè)由功率開(kāi)關(guān)管和二極管所組成的雙向續(xù)流電路，使續(xù)流回路與直流側(cè)斷開(kāi)，從而抑制共模電流的產(chǎn)生。

圖2 帶交流旁路的全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)開(kāi)關(guān)管的控制順序?yàn)椋涸陔娋W(wǎng)電流的正半周期，S5始終導(dǎo)通，S6始終關(guān)斷，S1、S4采用PWM高頻脈沖信號(hào)控制其通斷；在電網(wǎng)電流的負(fù)半周期，S6始終導(dǎo)通，S5始終關(guān)斷，S2、S3采用PWM高頻脈沖信號(hào)控制其通斷。以電網(wǎng)電流正半周期為例對(duì)該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行共模分析，負(fù)半周期與此相似。

（1）S1、S4與S5同時(shí)導(dǎo)通

（2）S1、S4關(guān)斷，S5導(dǎo)通，電流經(jīng)過(guò)S5與S6的反并聯(lián)二極管續(xù)流

由式（9）、（10）可知，當(dāng)uPV不變時(shí)，系統(tǒng)共模電壓保持0.5uPV恒定，因此產(chǎn)生的共模電流很小。在該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，開(kāi)關(guān)管壓降為0.5uPV，為采用雙極性調(diào)制的單相全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中開(kāi)關(guān)管壓降的一半，因此大大降低了開(kāi)關(guān)損耗，提高了系統(tǒng)效率。

3.2 帶直流旁路的全橋拓?fù)?/h3>

帶直流旁路的全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖3所示［20］。在該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，直流側(cè)正負(fù)兩端分別增加了一個(gè)功率開(kāi)關(guān)管和一個(gè)二極管，同樣能夠使續(xù)流回路與直流側(cè)斷開(kāi)，從而抑制共模電流的產(chǎn)生。

圖3 帶直流旁路的全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)開(kāi)關(guān)管的控制順序?yàn)椋涸陔娋W(wǎng)電流的正半周期，S1、S4保持常通，S5、S6采用PWM高頻脈沖信號(hào)控制其通斷；在電網(wǎng)電流的負(fù)半周期，S2、S3保持常通，S5、S6采用PWM高頻脈沖信號(hào)控制其通斷。以電網(wǎng)電流正半周期為例對(duì)該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行共模分析，負(fù)半周期與此相似。

（1）S1、S4、S5及S6同時(shí)導(dǎo)通

（2）S1、S4導(dǎo)通，S5、S6關(guān)斷，電流經(jīng)S1與S3的反并聯(lián)二極管或S4與S2的反并聯(lián)二極管續(xù)流

由式（11）、（12）可知，系統(tǒng)共模電壓保持恒定，因此產(chǎn)生的共模電流很小。在該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，開(kāi)關(guān)管S5、S6的管壓降為0.5uPV，且S1～S4采用工頻調(diào)制，降低了系統(tǒng)的開(kāi)關(guān)損耗，故效率比帶交流旁路的全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的效率高。

3.3 H5拓?fù)?/h3>

H5拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)由德國(guó)SMA公司提出，并在其生產(chǎn)的光伏逆變器中得到廣泛應(yīng)用。該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在直流側(cè)增加了一個(gè)功率開(kāi)關(guān)管，使續(xù)流回路與直流側(cè)斷開(kāi)，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖4所示［18，21］。

圖4 H5拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)開(kāi)關(guān)管的控制順序?yàn)椋涸陔娋W(wǎng)電流的正半周期，S1保持常通，S4、S5采用PWM高頻脈沖信號(hào)控制其通斷；在電網(wǎng)電流的負(fù)半周期，S3保持常通，S2、S5采用PWM高頻脈沖信號(hào)控制其通斷。以電網(wǎng)電流正半周期為例對(duì)該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行共模分析，負(fù)半周期與此相似。

（1）S1、S4及S5同時(shí)導(dǎo)通

（2）S1導(dǎo)通，S4、S5關(guān)斷，電流經(jīng)過(guò)S1與S3的反并聯(lián)二極管續(xù)流

由式（13）、（14）可知，系統(tǒng)共模電壓保持恒定，因此產(chǎn)生的共模電流很小。該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)開(kāi)關(guān)數(shù)量少，損耗低，減少了成本，控制簡(jiǎn)單，系統(tǒng)效率高，其最高效率能達(dá)到98.1%，歐洲效率可達(dá)97.7%［18］。

3.4 H6拓?fù)?/h3>

H6拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖5所示［22-23］。該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)由6個(gè)功率開(kāi)關(guān)管和兩個(gè)二極管組成。其中開(kāi)關(guān)管S5、S6與二極管D1、D2構(gòu)成續(xù)流支路，使續(xù)流回路與直流側(cè)斷開(kāi)，抑制了共模電流的產(chǎn)生。

圖5 H6拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)開(kāi)關(guān)管的控制順序?yàn)椋涸陔娋W(wǎng)電流的正半周期，S6保持常通，S1、S4采用PWM高頻脈沖信號(hào)控制其通斷；在電網(wǎng)電流的負(fù)半周期，S5保持常通，S2、S3采用PWM高頻脈沖信號(hào)控制其通斷。以電網(wǎng)電流正半周期為例對(duì)該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行共模分析，負(fù)半周期與此相似。

（1）S1、S4及S6同時(shí)導(dǎo)通

（2）S6導(dǎo)通，S1、S4關(guān)斷，電流經(jīng)過(guò)D1與S6續(xù)流

由式（15）、（16）可知，當(dāng)uPV不變時(shí)，系統(tǒng)共模電壓保持0.5uPV恒定，因此產(chǎn)生的共模電流很小。由于開(kāi)關(guān)管S5、S6采用工頻調(diào)制，故開(kāi)關(guān)損耗低，其最高效率可達(dá)98.3%，歐洲效率可達(dá)98.1%［23］。

4 仿真模型建立與結(jié)果分析

本文采用了Matlab/Simulink 7.1建立了一個(gè)2kW的系統(tǒng)等效仿真模型，仿真模型框圖如圖6所示。

圖6 系統(tǒng)仿真模型框圖

圖中Vdc為光伏陣列，CP為寄生電容，Lf、Rf、Cf組成系統(tǒng)濾波電路，Lgrid、Rgrid、Rg分別為電網(wǎng)等效電感、等效電阻以及對(duì)地等效電阻，Vac為交流電網(wǎng)有效值。系統(tǒng)參數(shù)設(shè)置如表1所示。

表1 仿真模型系統(tǒng)參數(shù)設(shè)置

? 該系統(tǒng)仿真模型采用的控制策略如圖7所示，其中Vdc為400V恒定直流源，對(duì)交流輸出電壓Vac通過(guò)鎖相環(huán)（PLL）得到電網(wǎng)角度θ，電流給定igrid為10A。

圖7 系統(tǒng)控制策略

根據(jù)上述仿真模型，可以得到各拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的共模仿真波形，如圖8～13所示。其中圖8為單極性調(diào)制的共模仿真波形，由圖可知，其共模電壓在0V與400V之間變化，因此產(chǎn)生了較大的共模電流，最大值可達(dá)1A；圖9為采用雙極性調(diào)制的共模仿真波形，其共模電壓保持400V不變，因此產(chǎn)生的共模電流幾乎為零；圖10、11分別為帶交流旁路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和帶直流旁路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的共模仿真波形，其共模電壓均在400V左右變化，且變化幅度很小，因此產(chǎn)生的共模電流也很小，最大值小于10mA。圖12、13分別為H5、H6拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的共模仿真波形，其共模電壓變化幅度在±30V以?xún)?nèi)，因此產(chǎn)生的共模電流也很小，在10mA左右。

圖8 單極性調(diào)制共模仿真波形

圖9 雙極性調(diào)制共模仿真波形

圖10 帶交流旁路拓?fù)涔材７抡娌ㄐ?/p>

圖11 帶直流旁路拓?fù)涔材７抡娌ㄐ?/p>

圖12 H5拓?fù)涔材７抡娌ㄐ?/p>

圖13 H6拓?fù)涔材７抡娌ㄐ?/p>

實(shí)驗(yàn)與仿真結(jié)果證明，上述幾種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)共模電壓變化范圍小，均能有效抑制共模電流的產(chǎn)生，使其保持在20mA以?xún)?nèi)。

5 不同拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的對(duì)比

以上4種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)均能有效地抑制共模電流的產(chǎn)生，使其控制在20mA以?xún)?nèi)，但由于所含功率器件數(shù)目的不同以及調(diào)制方式的不同，這4種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的功率損耗及效率都有所差異。帶交流旁路的全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)對(duì)比雙極性調(diào)制的全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，開(kāi)關(guān)管的壓降降低一半，減小了開(kāi)關(guān)損耗。帶直流旁路的全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的開(kāi)關(guān)管數(shù)量與帶交流旁路的全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的開(kāi)關(guān)管數(shù)量一致，但由于其全橋臂4個(gè)開(kāi)關(guān)管都采用工頻調(diào)制，因此開(kāi)關(guān)損耗低于帶交流旁路的全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。H5拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)功率器件數(shù)量較少，采用了獨(dú)特的調(diào)制方式，開(kāi)關(guān)損耗低，工作效率高。H6拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與H5拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)調(diào)制方式十分相似，因此工作效率也十分接近。如表2所示是對(duì)以上4種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的共模電流以及工作效率的對(duì)比表。

表2 不同拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)共模電流與效率對(duì)比

6 總結(jié)

本文分析了單相非隔離型光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)共模電流的產(chǎn)生原理與抑制共模電流的基本方案，研究了4種能夠有效抑制共模電流的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并建立了光伏發(fā)電系統(tǒng)的仿真模型，通過(guò)仿真驗(yàn)證了這幾種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的可行性。最后結(jié)合系統(tǒng)工作效率，對(duì)這幾種結(jié)構(gòu)作了對(duì)比分析，從對(duì)比分析可知，H5、H6拓?fù)洚a(chǎn)生的共模電流小，系統(tǒng)工作效率高，因此H5、H6拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在光伏發(fā)電系統(tǒng)中得到廣泛應(yīng)用。

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