，

（中國石油大學（華東）信息與控制工程學院，山東 青島 266580）

1 引言

永磁同步電機，特別是內(nèi)置式結(jié)構(gòu)，具有很高的功率、轉(zhuǎn)矩密度以及功率因數(shù)，在電動汽車、航空、航海等體積受限的工業(yè)領(lǐng)域獲得較大的應用。為了降低控制系統(tǒng)的成本、提升高速區(qū)域的控制精度，無位置傳感器控制技術(shù)已成為一個研究熱點[1-3]。但是，目前無位置控制技術(shù)普遍存在低速區(qū)觀測精度較差的問題，而該轉(zhuǎn)速區(qū)域的策略直接決定了全速度范圍無位置控制的穩(wěn)定性和算法的可行性，因此低速區(qū)的無位置傳感器控制技術(shù)控制策略及其算法研究更亟待研究。

文獻[4-9]利用內(nèi)置式永磁電機的凸極效應，向定子中注入一個高頻信號來獲得轉(zhuǎn)子信號，以檢出位置信號。它適合于低速和零速下情況，并且可以不受參數(shù)影響。但高速下，所注入的高頻信號頻率要很高，很難數(shù)字控制器實現(xiàn)。文獻[10]研究了在SPMSM電機采用高頻信號注入觀測方法的途徑，其基本原理是利用磁路飽和所引起的弱凸極效應，來辨識轉(zhuǎn)子位置。然而這種弱凸極效應依賴電機結(jié)構(gòu)參數(shù)，同時也對傳感器的精度要求較高。文獻[11-12]將變壓變頻式（VVVF）開環(huán)控制技術(shù)用于永磁同步電機的啟動和中低速運行?？刂撇呗灾饕ǎ汉銐侯l比控制、電流模式控制和混合模式。可以實現(xiàn)帶載的無位置傳感器運行，并且不依賴于電機參數(shù)，但其缺點是不能獲得高性能的傳動特性，并且需要引入補償環(huán)節(jié)來消除定子電阻所造成的壓降以維持恒定磁通。

綜上所述，研究切實可行的適用于中低速區(qū)運行的無位置傳感器技術(shù)，是永磁同步電機驅(qū)動技術(shù)的一項非常關(guān)鍵的核心技術(shù)，本文正是基于此目的開展了對上述兩種不同的低速區(qū)無位置控制技術(shù)進行了相關(guān)的對比研究工作，研究切實可行的低速區(qū)控制方案，并提出一種準電流內(nèi)環(huán)的變壓變頻方案解決低速區(qū)定子電壓補償問題。

2 旋轉(zhuǎn)式高頻信號注入方案

高頻注入式無位置控制策略利用了內(nèi)置式永磁電機的d-q磁路不均勻所產(chǎn)生的凸極效應?？稍诓灰蕾囯姍C參數(shù)的前提下，實現(xiàn)轉(zhuǎn)子位置的辨識，其控制原理框圖如圖1所示。

圖1 旋轉(zhuǎn)式高頻注入式控制原理框圖Fig.1 Block diagram of HFSI control strategy

當轉(zhuǎn)速很低時，可忽略交叉耦合項影響，則永磁電機的d-q軸數(shù)學模型可近似為

式中：p為微分算子。

將式（1）左乘逆Park變換矩陣，可求得兩相靜止坐標下的數(shù)學模型：

其中：

兩相靜止坐標系下電感為

其中

當電機靜止或轉(zhuǎn)速很低時，在原有基波電壓中可疊加上高頻諧波電壓：

并且忽略α-β軸之間的耦合作用和電阻上壓降，則有：

這樣可得

其中

為了從原始電流中還原出 iαh和 iβh，必須要利用帶通濾波器，只允許所注入頻率附近的電流通過該濾波器。

得到α-β軸的高頻電流后，將其變換到旋轉(zhuǎn)坐標系上有：

因此，為了消除d-q軸存在的直流分量，將其通過高通濾波器，則可得：

這樣，d-q軸含有與2(θr-ωht)角度相關(guān)的量：

可見只要△Ih=0，則有：

與其利用轉(zhuǎn)子凸極效應的無位置傳感器算法類似，位置極性問題是由于所觀測量是轉(zhuǎn)子位置兩倍的函數(shù)（即，2[θr-π/2]）造成的。 因此，一個重要工作是設(shè)計控制器使得△Ih=0，并進行相關(guān)極性判斷。判斷的依據(jù)是：+d軸和-d軸通入相同方向電流后由于磁場飽和程度的不同，等效阻抗不相同。

3 準電流內(nèi)環(huán)式變壓變頻方案

大多數(shù)無位置控制磁鏈觀測器，均存在零速奇點以及低速收斂速度慢等問題。為保證系統(tǒng)可靠收斂，在低速啟動階段也可采用變壓變頻控制技術(shù)來強制啟動運行，并在可靠收斂區(qū)域?qū)崿F(xiàn)模式切換，如圖2所示。如前所述，其缺點是需要引入補償環(huán)節(jié)來消除定子電阻所造成的壓降以維持恒定磁通。

圖2 傳統(tǒng)變壓變頻控制策略原理Fig.2 Block diagram of traditional VVVF control strategy

為解決這一問題，本文提出一種準電流內(nèi)環(huán)的變壓變頻控制策略，具有傳統(tǒng)的開環(huán)控制結(jié)構(gòu)簡單的優(yōu)點，同時可以實現(xiàn)電流內(nèi)環(huán)控制，確保了電流可控性能，如圖3所示。改進型的電流閉環(huán)，可以在負載較輕時，電流給定值保持恒定，保證在整個變壓變頻工作轉(zhuǎn)速下平穩(wěn)運行。當負載較重時，需要根據(jù)負載情況動態(tài)調(diào)整給定電流值，可以較好地解決定子電阻補償問題，從而保證在整個速度范圍內(nèi)維持定子磁場不變。

圖3 基于準電流內(nèi)環(huán)變壓變頻控制拓撲Fig.3 Topology of VVVF control with quasi current-loop

圖4的工作原理是：其控制是定位于δ-γ坐標系，與實際d-q旋轉(zhuǎn)坐標系存在一定相位差φ。初始時刻，在δ軸施加電壓來產(chǎn)生電流iδ。這將在δ軸上產(chǎn)生定子磁極。該極將把d軸拉向定子δ軸。這樣就使得δ軸和d軸相一致。因此，電機就可以工作在開環(huán)同步模式。從圖4上可以看出，一旦進入穩(wěn)態(tài)工作時，電流矢量位于d-q坐標系的第1象限，電流矢量所產(chǎn)生的定子磁極牽引永磁磁極進行旋轉(zhuǎn)，并產(chǎn)生相應的有效轉(zhuǎn)矩。實際上對于電機定子而言，電樞反應的直軸電流id為助磁電流。相對于傳統(tǒng)矢量控制而言，定子磁鏈幅值要有相應增加，從而其電壓利用率要有所損失。

同時，根據(jù)以功角來定義電磁轉(zhuǎn)矩，有：

圖4 基于變壓變頻控制穩(wěn)態(tài)工作時相量圖Fig.4 Phasor diagram of VVVF control in steady status

根據(jù)圖4也可以看出，采用變壓變頻控制方式，在相同大小的d-q電流時，其功角要小于采用矢量控制的功角。本質(zhì)上變壓變頻控制實際是通過調(diào)整功角來控制轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)速的目的，也即為功角控制，并且這種調(diào)整是一種自穩(wěn)定過程。隨著功角的增加，電磁轉(zhuǎn)矩不斷增大。

4 低速區(qū)方案測試及結(jié)果分析

4.1 旋轉(zhuǎn)式高頻注入式實驗

為了測試高頻注入式無位置觀測器的控制策略，進行了相關(guān)的實驗測試工作，實驗樣機的參數(shù)為：永磁磁鏈Ψf=0.0517Wb，繞組電阻R=0.018 Ω，繞組電感Ld=0.054mH，Lq=0.224mH，極對數(shù) np=3，轉(zhuǎn)動慣量 J=0.1 kg·m2，額定轉(zhuǎn)矩 Te=70 N·m。

4.1.1 極性判斷實驗波形

由于高頻注入式的收斂條件無法區(qū)分磁極的極性，可能會產(chǎn)生180°的偏差。為了準確獲得電機的轉(zhuǎn)子位置，本文采用的方法是在相應的d軸位置加上脈振的電壓，根據(jù)磁路飽和不同的原理，判斷所激勵電流的幅值，如圖5所示。圖5中，+d軸為順磁方向磁阻減小，檢測出來的電流較-d軸的逆磁方向大，這樣即可判斷出轉(zhuǎn)子的極性。

圖5 脈沖法極性判斷實驗波形Fig.5 Waveforms of polarity identification with pulsations

4.1.2 高頻注入式運行實驗波形

為更好測試方案的可行性，實驗進行了幾種較為典型的工況：帶載正反轉(zhuǎn)連續(xù)切換、靜止-低速-高速模式切換以及連續(xù)高速下正反轉(zhuǎn)切換。

電機正反轉(zhuǎn)時角度對比波形如圖6所示。

圖6 電機0～±300 r/min正反轉(zhuǎn)時角度對比波形Fig.6 Phase comparison of 0～±300 r/min for ward and reverse operation

從圖6中可以看出，在電機連續(xù)正反轉(zhuǎn)過程中，觀測值均能較好地跟隨實際值進行變化，這一點不僅體現(xiàn)在穩(wěn)態(tài)過程中，也體現(xiàn)在整個動態(tài)正反轉(zhuǎn)的升減速過程中，體現(xiàn)出本方法的有效性。

模式切換波形如圖7所示。 從圖7中可以清楚看出，初始時，工作在高頻注入模式，電流中除含有一定幅值的高頻電流諧波，而經(jīng)過帶通濾波器的iβh也只含有與位置相關(guān)的高頻電流成分。在進行模式切換后，高頻電流成分移除，只含有基波成分；而iβh中因為只包含高頻諧波，因此在切換后電流值為零。而在模式切換的過程中，電流變化平穩(wěn)，并未出現(xiàn)較大的超調(diào)和相位偏移，證明了兩種方法均較好地觀測出電機的轉(zhuǎn)子位置。

圖7 模式切換下電流波形Fig.7 Current waveform in mode switching

模式切換轉(zhuǎn)速波形對比圖如圖8所示。

圖8 模式切換轉(zhuǎn)速波形對比圖（±1 000 r/min正反運行）Fig.8 Mode switching waveforms of speed(±1 000 r/min)

從圖8可以清楚地看出，在旋轉(zhuǎn)注入式觀測下的速度觀測值與實際轉(zhuǎn)速偏差很小，證明了方案的有效性。而在模式的切換過程中，轉(zhuǎn)速變化較為平滑，由于電流變化存在暫態(tài)過程，轉(zhuǎn)速存在很小的變化，但過渡過程非常短暫，基本可以忽略。兩種模式相互切換在正反轉(zhuǎn)過程中均能很好地平滑進行，基本上不會出現(xiàn)轉(zhuǎn)速突變的現(xiàn)象。

4.2 開環(huán)強制啟動及模式切換

在零速和低速階段，采用準電流內(nèi)環(huán)的變壓變頻控制強制啟動，可實現(xiàn)電機從零速平穩(wěn)啟動。由于內(nèi)環(huán)采用電流閉環(huán)控制，可實現(xiàn)電流幅值控制，并對定子電阻變化具有自適應補償能力。

實際轉(zhuǎn)子位置與給定轉(zhuǎn)子位置如圖9所示。

圖9 實際轉(zhuǎn)子位置與給定轉(zhuǎn)子位置圖Fig.9 Phase difference between real and reference position

從圖9可以看出，實際上變壓變頻控制所給定的位置信號要滯后實際的d軸方向。當負載較輕時，電流實際位于+d軸上。當負載加重時，電流逐漸向+q軸偏移并出現(xiàn)+q軸分量電流iq，從而自適應出現(xiàn)正電磁轉(zhuǎn)矩，使系統(tǒng)重新達到平衡。

變壓變頻向矢量控制模式切換曲線如圖10所示。

圖10 變壓變頻向矢量控制模式切換曲線Fig.10 Mode switching cuve for VVVF to vector control

從圖10中可以看出，在模式切換時刻由于電流矢量發(fā)生象限切換，出現(xiàn)短暫的轉(zhuǎn)速變化，但很快進入矢量控制模式，完成整個切換階段。由于基于磁鏈模型的觀測器在零速和低速收斂很慢，隨著轉(zhuǎn)速的提高收斂速度加快。一旦進入收斂條件 （濾波后的觀測轉(zhuǎn)速非常接近變壓變頻控制的給定轉(zhuǎn)速），則即可進入模式切換。同時，也可以實現(xiàn)隨著轉(zhuǎn)速的不斷降低，出現(xiàn)從觀測器模式向變壓變頻控制模式切換，但轉(zhuǎn)速波動要稍大于采用高頻注入式的無位置傳感器算法。

5 結(jié)論

綜上所述，對于永磁同步電機無位置控制技術(shù)，普遍存在低速區(qū)觀測精度較差的問題。該轉(zhuǎn)速區(qū)域的策略直接決定了全速度范圍無位置控制的穩(wěn)定性和算法的可行性。針對這一問題，本文進行相關(guān)的研究工作，采用高頻注入式的無位置控制技術(shù)具有不依賴電機參數(shù)、可以結(jié)合矢量控制技術(shù)實現(xiàn)高性能的調(diào)速，但需要實現(xiàn)較為復雜的濾波器來進行信號辨識，同時所注入的高頻信號會引起一定振動和噪聲問題，并且無法應用在隱極式永磁同步電機。與此相比，具有準電流內(nèi)環(huán)的變壓變頻無位置控制技術(shù)原理簡單，不需要復雜的控制算法，不依賴電機參數(shù)以及凸極效應，但是其動態(tài)特性稍差。因此實際中，需要根據(jù)實際系統(tǒng)復雜性及控制性能要求選擇所適合的控制策略。

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