潘銘航，蘇秀蓉，王正仕

（浙江大學 電氣工程學院，浙江 杭州 310027）

0 引 言

由于傳統(tǒng)石化能源極大地增加了溫室效應及空氣污染，太陽能、風能等可再生的清潔能源越來越受到人們的重視。太陽能微型并網(wǎng)逆變器是為每塊太陽能電池板配備一個逆變器，構成一個相對獨立的系統(tǒng)［1］。與應用于大型光伏發(fā)電的中央逆變器及組串式逆變器相比，太陽能微型逆變器實現(xiàn)了對每塊太陽能電池板的最大功率點跟蹤，有效地解決了因為太陽能板之間老化差異、烏云遮擋或存在污物等緣故對光伏陣列的影響，能提高整個系統(tǒng)的能源轉化效率［2］。

太陽能微型逆變器并網(wǎng)可采用單級拓撲、兩級拓撲和多級拓撲。單級拓撲直接將太陽能電池板的直流輸出電壓通過一級高頻開關環(huán)節(jié)轉化成交流電壓。兩級拓撲則是將太陽能電池板輸出的直流低電壓通過一級DC/DC環(huán)節(jié)變化到一個直流的高電壓，再通過一級DC/AC環(huán)節(jié)并入電網(wǎng)［3］。由于單級拓撲并網(wǎng)方案只有一級高頻開關電路，可以達到更高的效率。采用反激電路并通過電流峰值控制可以使電路工作于臨界連續(xù)模式，原邊開關管工作于準諧振模式，達到原邊開關管的零電壓開通，副邊二極管的零電流關斷，減少開關損耗［4-7］，且反激電路結構簡單，非常適合應用于光伏并網(wǎng)微型逆變器中。

本研究詳細分析該微型逆變器的結構、工作原理、工作過程，并給出控制框圖，分析電流峰值控制中參考電流信號與并網(wǎng)輸出電流的關系，最后搭建100 W的實驗樣機，給出實驗波形。

1 電路結構及控制

基于反激拓撲的單級并網(wǎng)方案如圖1所示。圖1中，Step1虛線框中電路為反激電路，Step2虛線框中電路為晶閘管橋臂換相電路。

圖1 微型逆變器主電路

電路的控制框圖如圖2所示。

圖2 電路的控制框圖

本研究通過采樣太陽能電池板的輸出電壓和輸出電流，檢測太陽能電板輸出功率的大小，再通過采樣電網(wǎng)電壓，根據(jù)電網(wǎng)電壓的幅值和相位根據(jù)MPPT算法和PLL（Phase Lock Loop）計算出參考電流Iref［8-10］，電路各階段近似波形如圖3所示。

圖3 電路各階段近似波形

Iref為100 Hz的正弦饅頭波作為反激開關管電流控制的參考信號，即系統(tǒng)當Imos電流到達Iref值時關斷開關管，當檢測Is過零時開通開關管，在Stage1通過反激變換器使得C上電壓幅值為與電網(wǎng)電壓幅值相當?shù)恼茵z頭波，再在Stage2經(jīng)晶閘管橋臂換相成正弦交流電壓，再經(jīng)過LC濾波環(huán)節(jié)并入電網(wǎng)。

2 電路的分析與計算

2.1 參考電流值與并網(wǎng)輸出電流的關系

由于控制輸出電流與電網(wǎng)電壓同頻同相以及對最大功率點的跟蹤都與Iref有關，本研究對開關管電流控制信號Iref與輸出電流Io及輸出功率Po的關系進行推導。電網(wǎng)輸出電壓vgs i nθ，θ=ωt，ω=2πf則在晶閘管換相之前，C上電壓可近似為vg|s i nθ|，為了方便計算，本研究將其寫成vgs i nθ，θ∈[0,π]，為了使濾波后的輸出電流與電網(wǎng)電壓同頻同相，則應有反激輸出電流峰值構成的即包絡線Is(t)=Ips·s i nθ，設變壓器原副邊匝比為1∶N，則原邊電流峰值構成的包絡線Ipp(t)=N·Ips·s i nθ=Iref·s i nθ，假設在一個開關周期內(nèi)電網(wǎng)電壓，太陽能電池板電壓基本保持不變，反激電路工作于臨界連續(xù)模式時，開關管電流達到包絡線即峰值電流時間Ton，副邊電流過零時間Toff分別為:

開關周期時間為:

對副邊輸出電流取平均值，得輸出電流為:

進而得輸出功率為:

2.2 最大功率點跟蹤算法

由式（6）可得，輸出功率除了與Iref值有關，還與太陽能電池板電壓和電網(wǎng)電壓有關，本研究通過在工頻周期內(nèi)取足夠數(shù)量的點采樣太陽能電池板的輸入電壓及輸出電流取平均值，以計算太陽能電池板的輸出功率，再在電網(wǎng)電壓相位達到峰值點附近時采樣電網(wǎng)峰值電壓，通過與之前存儲的功率進行比較，以確定Iref值變化的方向，從而調節(jié)MPPT點。

3 實驗結果及分析

根據(jù)以上的分析計算，筆者得到如圖1所示的太陽能微型并網(wǎng)逆器的各電路參數(shù)為:Lr=0.12μH，Lm=5.45 μH ，Cs=9.4 nF，Cr=0.1 nF，C=47 nF，Cf=220 nF ，Lf=500 μH ，變壓器原副邊匝比為1∶6。

通過以上數(shù)據(jù)可使反激電路工作于準諧振模式，即當副邊整流二級管電流過零關斷時，變壓器原邊勵磁電感和漏感與開關管兩端電容及副邊反射回來的電容一起參與諧振，當開關管DS兩端寄生電容上的電壓諧振為零時，開通開關管。

實驗中，本研究采用3節(jié)串聯(lián)的12 V的蓄電池模擬光伏太陽能電池板輸入，輸出并入電網(wǎng)，截取了電路工作于90 W時的實驗波形，示波器各通道探頭的設置直接編輯于圖上，開關管上波形如圖4所示。

圖4 開關管DS及GS兩端電壓波形

在開關管開通信號來臨之前，Vds兩端電壓已降為零，開關管零電壓開通，由于本研究將半控型的晶閘管用于電網(wǎng)電壓過零換相，在過零點留有一定量的死區(qū)，這樣可以保證晶閘管在電網(wǎng)電壓過零時能有效的自然關斷。輸出并網(wǎng)電壓并網(wǎng)電流波形如圖5所示，并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓同頻同相，在90 W時效率達到91%。因為晶閘管在過零點時自然關斷，不可控，在過零點時電流有一定的畸變。

圖5 并網(wǎng)電壓及并網(wǎng)電流波形

4 結束語

本研究詳細分析了基于反激拓撲的光伏微型并網(wǎng)逆變器的工作原理，給出了電流控制信號與并網(wǎng)輸出電流波形及輸出功率的關系函數(shù)，分析了MPPT下的電流參考信號控制，搭建了100 W的實驗樣機，通過合理地設計反激變壓器，使得反激電路工作于準諧振模式，使得反激原邊開關管能夠工作在最低電壓開通，降低了開通損耗；采用單級并網(wǎng)方案，使得并網(wǎng)側功率器件工作在低頻模式，沒有開關損耗。

筆者通過實驗有效地證明了上述兩點。該結果在微型逆變器的設計中有較大參考價值。

（References）:

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