李小文，羅 佳

(重慶郵電大學(xué)通信與信息工程學(xué)院，重慶 400065)

1 PCCCH簡介

PDCCH(Physical Downlink Control Channel，物理下行控制信道)承載下行控制信息DCI(Downlink Control Information，下行控制信息)［1］，包括用于下行和上行數(shù)據(jù)傳輸?shù)恼{(diào)度信息和上行功率控制信息等，是接收端用戶實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)解調(diào)的重要依據(jù)［1-2］。針對PDCCH所承載的調(diào)度信息和不同數(shù)據(jù)的傳輸模式，TD-LTE定義了11種不同的DCI格式［3］，每種格式的用途各不相同，每種DCI格式的比特長度是根據(jù)系統(tǒng)帶寬和基站配置的天線端口數(shù)具體計(jì)算所得［2-3］。

為了支持鏈路自適應(yīng)技術(shù)，并盡量降低終端盲檢測DCI格式的復(fù)雜度，PDCCH以控制信道單元(Control Channel Element，CCE)為基本單元來進(jìn)行資源分配［2］。每個CCE由9個REG組成，每個REG包含4個RE，每個RE對應(yīng)2 bit(PDCCH采用QPSK調(diào)制，1個符號對應(yīng)2 bit)，即一個CCE對應(yīng)36個RE，72 bit。根據(jù)承載的DCI比特長度和信道狀況，基站可以選擇使用1/2/4/8個CCE來承載一個DCI，稱為 CCE 聚合等級(CCE Aggregation level)［2］，這4 種聚合等級對應(yīng)4種PDCCH格式0/1/2/3，如表1所示。

而且為了進(jìn)一步簡化譯碼的過程，LTE對CCE進(jìn)行連續(xù)編號，0～NCCE-1。并且要求帶有PDCCH格式的DCI格式的第一個CCE序號i應(yīng)滿足i mod n=0［2］。下行可用的總CCE資源NCCE=，NREG為下行子幀控制區(qū)域除去給CSRS、PCFICH和PHICH分配的資源后，剩下資源對應(yīng)的REG個數(shù)［2］。

表1 TD-LTE系統(tǒng)支持的PDCCH格式

2 UE端PDCCH處理流程

接收端是發(fā)送端的逆過程，PDCCH接收端處理流程如圖1所示。首先，接收端接收到發(fā)送端的數(shù)據(jù)后，進(jìn)行解資源映射，將資源柵格中映射有PDCCH的信息提取出來。從初始位置開始判斷資源粒子(k′，l′)代表的資源粒子組有沒有被分配給PCFICH以及PHICH使用，如果沒被占用則取出此資源粒子組。如果被占用則判斷下一個OFDM符號的資源粒子組有沒有被分配給PCFICH以及PHICH使用，直到L個OFDM符號，L由PCFICH的值決定。再回到第一個OFDM符號繼續(xù)判斷，以此類推，先時(shí)域后頻域依次取出PDCCH資源粒子組。

圖1 接收端PDCCH處理流程

將解映射得到的數(shù)據(jù)進(jìn)行解四元符號組循環(huán)移位，發(fā)送端移位公式為

式中:Mquad=Msymb/4是四元符號組的數(shù)目;是小區(qū)ID號;是發(fā)送端移位后的數(shù)據(jù);w(p)是發(fā)送端移位前的數(shù)據(jù)。根據(jù)式(1)，接收端只需把發(fā)送端移到前面的個數(shù)據(jù)重新移到序列后面即可。

把上面得到的數(shù)據(jù)進(jìn)行解四元符號組交織，完成發(fā)送端交織前數(shù)據(jù)流的恢復(fù)。解交織的過程為:已知交織矩陣的列數(shù)為32，再根據(jù)四元符號組的數(shù)目，得到交織矩陣的行數(shù)和要添加NULL比特?cái)?shù)。根據(jù)表2中列排列形式的值，依次判斷該值是否大于要添加的NULL比特?cái)?shù)，如果小于說明交織矩陣該列的第1行為NULL比特，此列的剩余行為數(shù)據(jù)，剩余行的數(shù)據(jù)依次從四元符號組序列中讀取(每個數(shù)據(jù)為一個四元符號組)，依次類推可得到交織前的矩陣。然后按行讀取，去除NULL比特，就得到所需數(shù)據(jù)。

表2 交織列變換表

由于本方案的解預(yù)編碼和層映射模塊放在了信號檢測模塊完成，所以經(jīng)過解四元符號組移位和交織后的數(shù)據(jù)進(jìn)入解調(diào)模塊。

PDCCH是采用QPSK方式進(jìn)行調(diào)制(表3)，接收端采用Max-Log-Map算法進(jìn)行軟解調(diào)［4］，直接將接收數(shù)據(jù)的實(shí)部、虛部分別代入下式，即

表3 QPSK調(diào)制映射

接收端采用的是軟解調(diào)，所以要根據(jù)發(fā)送端偽隨機(jī)序列c(i)的值來解擾。如果c(i)的值為1，則解調(diào)出來的數(shù)據(jù)d(i)乘以-1，如果c(i)的值為0，則接收到的數(shù)據(jù)d(i)乘以1。

通過以上各個模塊，到解擾后可以得到一串?dāng)?shù)據(jù)，這串?dāng)?shù)據(jù)一般包含著多PDCCH信道的數(shù)據(jù)，即發(fā)送端信道復(fù)用的數(shù)據(jù)，得到這串?dāng)?shù)據(jù)，接下來的工作就是盲檢，通過盲檢測得到正確的發(fā)送端發(fā)送的DCI信息比特流。

1)根據(jù)PCFICH的CFI解碼過程得到的CFI值，確定控制區(qū)域所占的OFDM符號個數(shù)，然后根據(jù)公式NCCE=計(jì)算得到可用于PDCCH的總的CCE數(shù)。

2)根據(jù)UE所處的狀態(tài)，找到對應(yīng)的RNTI類型，再查詢協(xié)議36.213表7.1-5［5］和表4確定UE需要監(jiān)視的DCI格式及其對應(yīng)的CCE搜索空間類型，然后根據(jù)公式計(jì)算所需檢測的DCI格式對應(yīng)的CCE搜索空間的起始位置［4］。

表4 PDCCH搜索空間

3)選取聚合等級為L∈{1，2，4，8}的CCE資源，進(jìn)行DCI盲檢測。根據(jù)DCI格式支持的搜索空間類型，按照先公共搜索空間后UE專用搜索空間的順序進(jìn)行盲檢測(圖2)，接著計(jì)算對應(yīng)搜索空間的起始位置，然后在對應(yīng)搜索空間內(nèi)按L由小到大(或由大到小)的順序讀取L個CCE數(shù)據(jù)，再進(jìn)行解速率匹配，即恢復(fù)發(fā)送端咬尾卷積編碼后的三路輸出，然后Viterbi譯碼，即恢復(fù)發(fā)送端信息添加CRC后的比特流，最后進(jìn)行CRC解擾及校驗(yàn)，如果CRC校驗(yàn)成功，則記錄此DCI格式信息，否則起始位置向后偏移L個CCE，重復(fù)上述過程，執(zhí)行下一次檢測，如此循環(huán)，直到檢測完該聚合等級L對應(yīng)的所有PDCCH候選。若檢測完一個聚合等級仍然沒有CRC校驗(yàn)成功，則進(jìn)行下一個聚合等級L的檢測，直到UE獲得了所需的DCI格式或者所有的聚合等級檢測完為止。

圖2 公共搜索空間及UE專用搜索空間的PDCCH候選盲檢測嘗試

將盲檢測成功時(shí)記錄下的DCI格式信息進(jìn)行比特分離，即將DCI信息比特流按照發(fā)送端的比特位構(gòu)成完成相應(yīng)的分離，為PDSCH完成數(shù)據(jù)解析做準(zhǔn)備。例如，對于DCI 0包含的比特信息有:資源分配類型指示位、資源塊分配、子集選擇、偏移量、調(diào)制編碼方式、HARQ進(jìn)程號、新數(shù)據(jù)指示、冗余版本號、PUCCH功率控制、下行任務(wù)索引指示位 DAI［3］。

3 PDCCH接收端處理的DSP實(shí)現(xiàn)

PDCCH信道的解資源映射作為一個單獨(dú)的程序，然后進(jìn)入PDCCH信道的主程序，主程序主要包括:解四元符號組循環(huán)移位和交織模塊、解調(diào)模塊、解擾模塊、盲檢測模塊、解速率匹配模塊、Viterbi譯碼模塊、CRC校驗(yàn)?zāi)K、DCI比特分離模塊。由于本方案的解預(yù)編碼和層映射模塊放在了信號檢測模塊完成，所以就不再寫入PDCCH信道的主程序了。

3.1 解資源映射模塊

首先，求出需要解出的四元符號組個數(shù)M，可得M=TxPDCCHSeqLen/4。對于這4個OFDM符號，每個所包含的RE個數(shù)存入REG矩陣(根據(jù)天線端口數(shù)的不同而不同)。求出前4個OFDM符號中沒有被PCFICH和PHICH占用的REG 編號，分別存入矩陣N1，N2，N3，N4中，將PDCCH所占用OFDM符號的頻域起始位置統(tǒng)一初始化為1，即j_freq(1，i)=1。從第一個OFDM符號開始判斷，令i=1，判斷第i個OFDM符號的時(shí)頻域位置情況，當(dāng)滿足當(dāng)下REG序號沒有被PCFICH或PHICH占用，且當(dāng)下頻域是PDCCH占用的OFDM符號中的最小時(shí)，完成當(dāng)下REG中PDCCH的數(shù)據(jù)提取，完成解映射。若時(shí)頻大小不滿足此條件，則進(jìn)入下一個OFDM符號的判斷，依次循環(huán)判斷，直至M個四元符號組都完成解映射。PDCCH資源映射過程如圖3所示，解映射是一樣的規(guī)則。

圖3 PDCCH資源映射過程

在DSP實(shí)現(xiàn)中，為驗(yàn)證數(shù)據(jù)的正確性，將MATLAB仿真過程信號檢測模塊的輸出數(shù)據(jù)流轉(zhuǎn)換成CCS數(shù)據(jù)導(dǎo)入解資源映射模塊，并將運(yùn)行輸出結(jié)果導(dǎo)出，分別取出其實(shí)部、虛部的表示，在MATLAB中分別進(jìn)行轉(zhuǎn)換、合并，最后將輸出數(shù)據(jù)與MATLAB中PDCCH解資源映射輸出數(shù)據(jù)進(jìn)行相除，得到其數(shù)據(jù)比對值。由圖4可看出比對值呈一條直線，說明CCS與MATLAB每個點(diǎn)的相對大小是一致的，正確完成了PDCCH的解資源映射，驗(yàn)證了本實(shí)現(xiàn)方案的正確性和可行性。在信號檢測模塊，由于要進(jìn)行數(shù)據(jù)的計(jì)算，所以在轉(zhuǎn)化時(shí)的量化操作會存在精度損失，但是只要波動平緩，不出現(xiàn)某個點(diǎn)或某些點(diǎn)的嚴(yán)重偏離，就說明精度損失是一致的［6-7］，數(shù)據(jù)得到正確的計(jì)算。

圖4 數(shù)據(jù)比對值

3.2 解四元符號組循環(huán)移位模塊

輸入的數(shù)據(jù)序列長度為RxWp_shiftlen，四元組符號個數(shù)GroupNum=RxWp_shiftlen/4，提取這部分需要恢復(fù)移至前面的數(shù)據(jù)段:((GroupNum-j)×4+1):RxWp_shiftlen，同樣需要將發(fā)送端移至前面的數(shù)據(jù)段移至后面，提取這部分需要恢復(fù)移至后面的數(shù)據(jù)段:1:(GroupNum-j)×4，這樣重新移位拼組后得到最終的Rxfour_map()序列，即恢復(fù)發(fā)送端循環(huán)移位之前的序列。

3.3 解四元符號組交織模塊

首先得到輸入序列的長度TxPre_OutLen=length(dk)，四元符號組個數(shù)Mquad=TxPre_OutLen/4，交織矩陣列數(shù):colm=32，行數(shù)R=ceil(Mquad/32)，空比特個數(shù)N=R×colm-Mquad，從交織表的第1列開始處理，i=1，對于第i列，由交織后序列(即輸入序列)及交織表計(jì)算得到發(fā)送端四元符號組交織前的數(shù)據(jù)流相應(yīng)元素的存放位置c。分兩種情況計(jì)算:對于交織表的當(dāng)下列k≤空比特個數(shù)N，c=((32-N+k-1)×4+d)+(b-1)×32×4，其中，b表示已處理的行數(shù)，d表示四元符號組元素序號;對于交織表的當(dāng)下列k＞空比特個數(shù)N，c=(k-N-1)×4+d+(b-1)×32×4。依次處理，直至處理完32列，即i=32。

3.4 解調(diào)模塊

解調(diào)部分采用軟解調(diào)，用16 bit表示1個輸入的軟信息，高8位為符號擴(kuò)展位，低8位為有符號的軟信息。首先判斷是單天線、雙天線還是四天線，由于單天線和雙、四天線在預(yù)編碼上的處理不同，所以需要分別對判斷值賦值。解調(diào)時(shí)，復(fù)值符號的實(shí)部解調(diào)為奇比特位，虛部解調(diào)為偶比特位。得到的軟比特信息按先前的發(fā)送數(shù)據(jù)順序排列。

3.5 解擾模塊

將0x80000001作為x1初始的32 bit賦給另一個寄存器。計(jì)算生成輸出序列長度循環(huán)次數(shù)放在寄存器B0中，x1，x2生成1600 bit所需要的循環(huán)次數(shù)放在B1中，按32 bit為單位，分別計(jì)算x1以及x2序列，并用新生成的32 bit去更新兩個32 bit寄存器，同時(shí)再將新生成的兩個32 bit數(shù)進(jìn)行異或。根據(jù)計(jì)數(shù)器的值判斷生成的比特?cái)?shù)是否為1600，若是，則將上面異或得到的結(jié)果作為擾碼序列的一個字輸出，作為尾比特進(jìn)行處理。若c(i)的值為1，令解調(diào)輸出序列乘以-1;如果c(i)的值為0，令解調(diào)輸出序列乘以1，完成解擾。

3.6 盲檢測模塊

在DSP軟件實(shí)現(xiàn)時(shí)，依據(jù)DCI格式支持的搜索空間類型:DCI 1C、3、3A 只支持公共搜索空間;DCI 1、1B、1C、1D、2、2A、2B只支持UE 專用搜索空間;DCI 0、1A 支持兩種搜索空間，本文設(shè)計(jì)了3個子函數(shù)分別對應(yīng)上述3種情況的DCI格式盲檢測:int Blind_detectDCIcommonspace(void)，int Blind_detectDCI_UEspecific(void)，int Blind_detectDCI1A(void)。同時(shí)，將 RNTI值、傳輸模式［4］均設(shè)為枚舉型，將RNTI、傳輸模式、DCI格式都依次編號。

本文采用C語言對上述3個函數(shù)進(jìn)行具體的DSP設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)，下面以DCI 1A為例，它支持2個搜索空間，其盲檢測過程對應(yīng)子函數(shù):int Blind_detectDCI1A(void)，它的程序具體實(shí)現(xiàn)步驟為:

1)先搜索公共搜索空間。其搜索的起始位置編號為0的CCE，然后從該位置取8個CCE的數(shù)據(jù)，接著以格式1A的比特長度和8個CCE對應(yīng)的比特長度進(jìn)行解速率匹配，再進(jìn)行Viterbi譯碼和16位CRC校驗(yàn)。

2)若CRC校驗(yàn)成功，則表明檢測到的DCI格式的比特長度跟DCI格式1A一樣，但是由于格式0和格式1A的長度相同，所有需要進(jìn)一步判斷檢測到的數(shù)據(jù)首個比特的flag標(biāo)志位，如flag為1，則判為格式1A，否則判為格式0，則轉(zhuǎn)入下一步。

3)若CRC校驗(yàn)失敗，則CCE起始位置偏移8個CCE，再取8個CCE的數(shù)據(jù)，同理通過解速率匹配、Viterbi譯碼、16位CRC校驗(yàn)?zāi)K，如此循環(huán)，直到CRC校驗(yàn)成功或循環(huán)次數(shù)達(dá)到PDCCH候選集2為止，若CRC校驗(yàn)成功，則返回相應(yīng)的DCI格式標(biāo)志位為1。

4)若聚合等級L=8搜索完后，仍沒有成功，則重新設(shè)定搜索起始位置為編號為0的CCE，再按照步驟1、2、3的算法進(jìn)行聚合等級L=4搜索。

5)若DCI格式1A在公共搜索空間搜索沒有成功，則轉(zhuǎn)入U(xiǎn)E專用搜索空間進(jìn)行搜索，即分別計(jì)算每個聚合等級L=8、4、2、1的起始位置，然后以該起始位置依次取L個CCE數(shù)據(jù)進(jìn)行類似上述公共空間的盲檢測循環(huán)，直至搜索到DCI格式1A。

在CCS中實(shí)現(xiàn)時(shí)，將DCI 0的數(shù)據(jù)輸出首地址存為RxDCI0，將其他的DCI格式數(shù)據(jù)輸出首地址存為RxDCI1，直接尋址即可對數(shù)據(jù)流進(jìn)行操作。對11種DCI格式分別依次賦值以區(qū)分盲檢測出的是哪種DCI格式，為DCI比特分離做準(zhǔn)備，節(jié)省了寄存器的使用。

3.7 解速率匹配模塊

與發(fā)送端相對應(yīng)，接收到解擾后的數(shù)據(jù)進(jìn)行解速率匹配，然后解卷積編碼的子塊交織，最后得到3路比特流，作為Viterbi譯碼器的輸入數(shù)據(jù)。

輸入數(shù)據(jù)的首地址為RxDeRateMatch_InputData，輸入數(shù)據(jù)長度RxDeRateMatch_E分別存入寄存器A4，B4中。

1)解速率匹配:從盲檢搜索得到一串長度為E的數(shù)據(jù)，如果E≥K′(K′為比特收集的長度)說明發(fā)送端將數(shù)據(jù)重復(fù)了，則直接截取前K′個值作為解速率匹配用即可;如果E＜K′，說明發(fā)送端將數(shù)據(jù)截短了，則將數(shù)據(jù)后面添加(K′-E)個0，然后再作為解速率匹配用的數(shù)據(jù)。

2)從1)得到的數(shù)據(jù)即為發(fā)送端比特收集后的K′個數(shù)據(jù)(K′=3D)，因?yàn)榘l(fā)送端是打掉了NULL比特的(實(shí)際DSP實(shí)現(xiàn)時(shí)根本沒加入NULL比特)，所以只需將這K′個數(shù)據(jù)拆分成相等的3路數(shù)據(jù)(K′/3)，各自進(jìn)行解子塊交織即可。在解子塊交織時(shí)可像發(fā)送端一樣，3路通過偏移地址并行操作，一并完成，最后輸出的數(shù)據(jù)仍然存放在一個首地址指示的存儲空間即可，以備Viterbi譯碼模塊調(diào)用。

3)解交織:首先應(yīng)該有一個DCI格式的原始數(shù)據(jù)的長度值L，按照發(fā)送端添加CRC長度得到卷積編碼前的長度，亦即編碼后各路碼流的長度D，根據(jù)D≤(其中=32)，求出交織矩陣的行數(shù)，然后求出NULL比特的個數(shù):N=-D，從而構(gòu)造

D出交織矩陣，將步驟2)中的K′/3個數(shù)據(jù)按列讀入、按行讀出進(jìn)行反交織，最后解出各路數(shù)據(jù)。

3.8 Viterbi譯碼模塊

Viterbi譯碼算法作為一種最大似然算法，譯碼的基本原理如圖5所示，依次標(biāo)準(zhǔn)的Viterbi譯碼算法總共分4個部分組成:分支和累積度量計(jì)算、加比選操作、幸存路徑存儲、路徑回溯。

圖5 Viterbi譯碼基本原理圖

根據(jù)MATLAB仿真程序算法，入口參數(shù)有:待譯碼的3路輸入數(shù)據(jù)的首地址、輸入數(shù)據(jù)長度(單路的長度)、輸出數(shù)據(jù)首地址、路徑度量state_metric動態(tài)表首地址、幸存路徑survivor_state動態(tài)表首地址、幸存路徑狀態(tài)序列state_sequence首地址。

需要開辟的空間(最小單元1 byte，每個數(shù)據(jù)占1 byte):

1)輸入矩陣input(當(dāng)前狀態(tài)，下一狀態(tài))=輸入比特，可由狀態(tài)轉(zhuǎn)移矩陣求得規(guī)律如下:

判斷公式:(下一狀態(tài)-(當(dāng)前狀態(tài)＞＞1))＞0，則輸出1;否則，輸出0。輸出矩陣output(當(dāng)前狀態(tài)，輸入比特)=常量表64×2，DSP中存儲:在DSP實(shí)現(xiàn)中只需存儲0，2，4，6，8，…，60，62 行的第一個元素即可，共32 個值。

2)路徑度量state_metric一維表64×2。

3)幸存路徑survivor_state(當(dāng)前時(shí)刻狀態(tài)，當(dāng)前時(shí)刻)=64×3×K，K為碼塊長度，加比選遺留下所有路徑，DSP中存儲:先存第1列，再存第2列，以此類推，依據(jù)此表回溯，得到幸存路徑狀態(tài)序列state_sequence。

查找規(guī)則:前一時(shí)刻狀態(tài)的偏移地址=當(dāng)前時(shí)刻×64+當(dāng)前時(shí)刻狀態(tài)。

4)幸存路徑狀態(tài)序列state_sequence，一維表，即最后檢查此表碼塊首末狀態(tài)是否相同，按照此表譯碼輸出。

在DSP軟件實(shí)現(xiàn)中，在碼塊大小為50 bit時(shí)，通過在CCS3.3上仿真運(yùn)行程序，在理想信道情況下，整個譯碼過程耗時(shí)46256個指令周期，此時(shí)因?yàn)檩斎霐?shù)據(jù)沒有錯誤，譯碼程序只迭代了一次就得到了正確譯碼輸出;在信道條件極差的情況下，譯碼程序需迭代3次才能譯碼輸出，此時(shí)譯碼耗時(shí)為132455個指令周期。TMS320C64x芯片的主頻一般為1 GHz，一個指令周期耗時(shí)為1 ns，因此本DSP實(shí)現(xiàn)可達(dá)到約377.49～1080.90 kbit/s的譯碼速率，且誤比特率相當(dāng)?shù)停瑵M足系統(tǒng)的譯碼要求。

3.9 CRC校驗(yàn)?zāi)K

計(jì)算得到輸入比特流長度lengthdecoder，通過CRC類型得知校驗(yàn)多項(xiàng)式CrcPoly及多項(xiàng)式長度Lengthgen，根據(jù)加擾情況來確定加擾序列RNTI，并根據(jù)RNTI，將CRC序列進(jìn)行解擾，將解擾后的CRC序列部分再次拼接到信息序列后，將組合后的序列和CRC校驗(yàn)多項(xiàng)式進(jìn)行按位異或，若結(jié)果為0，則CRC校驗(yàn)正確，說明DCI為發(fā)送端所發(fā)送的;否則，盲檢測失敗。如果存在另一種DCI格式，則進(jìn)入下一個DCI格式的判斷。

3.10 DCI比特分離

此程序的實(shí)現(xiàn)主要是利用移位的思想以及用于比特位存儲的寄存器的分配方式。對于DCI格式的每個信息，都設(shè)置為全局變量。通過尋址的方式來進(jìn)行這些相應(yīng)信息的比特位存儲。比如，在提取MCS信息后，將MCS這個全局變量的地址進(jìn)行臨時(shí)存放，然后將信息存到這個地址指向的寄存器存儲空間即可。同理進(jìn)行其他信息存儲的操作。

通過程序運(yùn)行及調(diào)試，比對DCI的每個信息構(gòu)成，得出的最終結(jié)果與發(fā)送端的DCI信息一致，從而驗(yàn)證了UE端PDCCH處理方案的可行性。

4 性能分析與總結(jié)

在DSP實(shí)現(xiàn)中，通過指令并行，盡量優(yōu)化程序循環(huán)體，減少或消除程序中的“NOP”指令［6-7］，以常規(guī) CP 為例，各個模塊的運(yùn)算cycles數(shù)統(tǒng)計(jì)如表5所示。

表5 各模塊的執(zhí)行周期數(shù) cycle

可看出，當(dāng)運(yùn)用TMS320C64x DSP芯片實(shí)現(xiàn)時(shí)，完全可以滿足LTE系統(tǒng)實(shí)時(shí)性信號處理的要求。

本文從理論分析出發(fā)，根據(jù)TD-LTE系統(tǒng)特性，提出了一種簡單的DCI接收的實(shí)現(xiàn)方案，詳細(xì)講述了在DSP中的實(shí)現(xiàn)方法，并在TMS320C64x DSP芯片上加以實(shí)現(xiàn)。程序運(yùn)行結(jié)果表明，提出的方案能夠滿足TD-LTE系統(tǒng)的需求，具有可行性和高效性。該方案已經(jīng)應(yīng)用于TD-LTE射頻一致性測試系統(tǒng)的開發(fā)中［8］。

［1］沈嘉，索士強(qiáng)，全海洋，等.3GPP長期演進(jìn)(LTE)技術(shù)原理與系統(tǒng)設(shè)計(jì)［M］.北京:人民郵電出版社，2008:280-315.

［2］3GPP TS 36.211 v9.1.0，3rd Generation partnership project;technical specification group radio access network;evolved universal terrestrial radio access(E-UTRA);physical channels and modulation(Release 9)［S］.2010.

［3］3GPP TS 36.212 v9.1.0，3rd Generation partnership project;technical specification group radio access network;evolved universal terrestrial radio access(E-UTRA);multiplexing and channel coding(Release 9)［S］.2010.

［4］張紅霜.LTE系統(tǒng)中的軟解調(diào)研究［J］.電子測試，2010(6):6-9.

［5］3GPP TS 36.213 v9.0.0，3rd Generation partnership project;technical specification group radio access network.evolved universal terrestrial radio access(E-UTRA).physical layer procedures(Release 9)［S］.2009.

［6］TI Incorporated.TMS320C64x/C6-4x+DSP CPU and Instruction Set ReferenceGuide［EB/OL］.［2012-12-20］.Http://www.ti.com.cn，2008.

［7］TI Incorporated.TMS320C6000系列DSP編程工具與指南［M］.田黎育，何佩琨，朱夢宇，譯.北京:清華大學(xué)出版社，2006.

［8］3GPP TS 36.521 v9.1.0，3rd Generation partnership project;technical specification group radio access network;evolved universal terrestrial radio access(E-UTRA);user equipment(UE)conformance specification Radio transmission and reception Part 1:conformance testing;(Release 9)［S］.2010.