金永鎬，王龍騰

(延邊大學(xué) 工學(xué)院，吉林 延吉133000)

為了實(shí)現(xiàn)人類(lèi)正常生產(chǎn)與保護(hù)野生動(dòng)物的雙重目標(biāo)，人們采用電圍欄恐嚇和威懾等方法驅(qū)趕動(dòng)物，這樣既不傷害動(dòng)物生命、不違反野生動(dòng)物保護(hù)的相關(guān)法律，又能保護(hù)莊稼不受毀壞[1]。電子圍欄主要由周界圍欄、高壓脈沖發(fā)生器構(gòu)成[2]，為了不傷害觸及電子圍欄的動(dòng)物，通常高壓脈沖發(fā)生器產(chǎn)生脈沖幅度為3 kV～12 kV、作用時(shí)間小于0.1 s(釋放的能量應(yīng)小于5 J)的高壓脈沖，并在圍欄上傳播[3]。

傳統(tǒng)的電子圍欄存在兩個(gè)缺點(diǎn)：一是在升壓電路上采用大容量電容充電后，通過(guò)大體積鐵芯變壓器升壓放電，因此對(duì)大電容和開(kāi)關(guān)管的電流沖擊很大，從而縮短器件的使用壽命；二是在放電模式上不管有無(wú)動(dòng)物入侵總是定時(shí)放電，浪費(fèi)了能量，降低了效率。

針對(duì)以上缺點(diǎn)，提出了一種基于自適應(yīng)儲(chǔ)能模式的高效率、低功耗電子圍欄的設(shè)計(jì)，這種電子圍欄改變了傳統(tǒng)電子圍欄工作時(shí)定放電的方法，采用高壓電容儲(chǔ)能的方式，根據(jù)電圍欄的狀態(tài)自動(dòng)產(chǎn)生不同的高壓，從而達(dá)到了高效、節(jié)能的目的。

控制部分采用微功耗、高性價(jià)比的MK7A23P單片機(jī)，可設(shè)置脈沖寬度和脈沖周期，且待機(jī)功耗很小。

1 傳統(tǒng)電圍欄的工作方式

傳統(tǒng)的電子圍欄升壓工作原理如圖1所示，工作模式如圖2所示。通常在低壓大電容上充電300 V左右的電壓后，控制可控硅在工頻變壓器的初級(jí)線圈上釋放，從而在次級(jí)線圈上獲得高壓脈沖。

圖1 傳統(tǒng)的電子圍欄升壓電路

圖2 傳統(tǒng)的電子圍欄工作模式

這種電路易于實(shí)現(xiàn)，但缺點(diǎn)是由于采用鐵芯變壓器，工作頻率不超過(guò)1 kHz，在升壓比值較大時(shí)，變壓器的體積一般很大，同時(shí)每次放電時(shí)對(duì)儲(chǔ)能電容和可控硅的沖擊較大[4]，容易損壞器件，而且不論是否有動(dòng)物觸及都將定時(shí)放電產(chǎn)生高壓脈沖，系統(tǒng)工作效率低。

電容充電后其儲(chǔ)存的能量由式(1)決定,所以儲(chǔ)存的5 J能量在0.5 s間隔內(nèi)以0.1 s持續(xù)時(shí)間放電時(shí)，瞬間功率為50 W，平均損耗功率為10 W。

可見(jiàn)，不管是否有動(dòng)物入侵，總是損耗10 W功率，浪費(fèi)了能量，降低了效率。

2 儲(chǔ)能模式電圍欄的工作方式

2.1 儲(chǔ)能模式電圍欄的工作原理

儲(chǔ)能模式電圍欄整體框圖如圖3所示。

圖3 儲(chǔ)能模式電圍欄整體框圖

電圍欄主要由反激式變換器、高壓儲(chǔ)能電容、高壓干簧管、過(guò)流檢測(cè)、高壓檢測(cè)等部分組成。圖4為電圍欄工作模式圖，為了減少平時(shí)的待機(jī)功耗，高壓平時(shí)保持在4 kV～4.5 kV，當(dāng)動(dòng)物觸及電圍欄時(shí)，高壓迅速上升到7 kV以達(dá)到最大的電擊效果。

圖4 電圍欄工作模式圖

變換器開(kāi)始工作時(shí)，儲(chǔ)能電容的電壓為0 V，此時(shí)變換器滿載工作則高壓整流二極管承受的電流過(guò)大，因此變換器輕載工作，充電到4.5 kV后接通高壓干簧管檢測(cè)圍欄狀態(tài)。當(dāng)無(wú)動(dòng)物入侵時(shí)高壓保持在4 kV以上(圖4中圍欄檢測(cè)中脈沖序列1、2狀態(tài)，此時(shí)高壓電容通過(guò)高壓平衡電阻放電，放電速度較慢)；當(dāng)有動(dòng)物入侵時(shí)高壓迅速降低到2 kV以下，此時(shí)變換器先滿載工作，迅速充電到7 kV，然后轉(zhuǎn)入輕載工作保持7 kV電壓(脈沖序列3、4狀態(tài))；動(dòng)物離開(kāi)后高壓通過(guò)平衡電阻放電，一旦電壓下降到4 kV以下，則補(bǔ)充充電到4.5 kV以便檢測(cè)圍欄狀態(tài)(脈沖序列 5、6、7狀態(tài))。

2.2 高壓升壓電路工作原理

高壓升壓電路工作原理如圖5所示。為了簡(jiǎn)化電路，采用固定頻率為60 kHz的PWM電流型控制的開(kāi)關(guān)電源專(zhuān)用芯片NCP1200，該芯片的工作電壓為16～450 V，具有過(guò)載、短路以及過(guò)熱關(guān)斷保護(hù)功能，利用CS端檢測(cè)電流，輸入范圍是0～1 V，當(dāng)電流采樣電阻R2兩端的電壓超過(guò)1 V時(shí)，芯片停止工作。控制FB端的輸入電壓，可控制每個(gè)周期中裝入變壓器初級(jí)中的能量，輸入范圍是 0～5 V。

圖5 高壓升壓電路圖

反激式變換器工作時(shí)，每個(gè)周期裝入電感的能量為WL，當(dāng)釋放給高壓儲(chǔ)能電容CH時(shí)(3個(gè)高壓儲(chǔ)能電容C4～C6的串聯(lián)值)，由于 CH起始電壓為 0 V，而電壓越低電流越大，因此通過(guò)高壓整流二極管D1的電流很大。本文采用高壓二極管的型號(hào)為2CL2G，該二極管反向峰值電壓為10 kV，正向?qū)▔航禐?12 V，正向最大電流為100 mA。

每個(gè)周期CH獲得的能量為：

CH兩端電流與電壓關(guān)系由式(3)決定：

由式(2)和式(3)可得出流過(guò)CH的電流：

CH兩端電壓與時(shí)間的關(guān)系由式(2)和式(3)可得出：

式中k為積分常數(shù)。

圖6為高壓二極管電流隨充電電壓變化的曲線圖。由圖可知2 kV以內(nèi)電流很大，因此為了減少電流，2 kV電壓以內(nèi)使用較少的能量來(lái)充電(輕載工作i=0.5 A)，大于2 kV時(shí)用較大的能量來(lái)充電(滿載工作 i=3 A)，以提高充電速度。

圖6 高壓二極管電流隨CH電壓變化曲線圖

圖7為變換器能量調(diào)節(jié)模式圖，單片機(jī)輸出的PWM波形輸入到 PA2，經(jīng)R1、C1濾波后提供 1 V～5 V的控制電壓，從而實(shí)現(xiàn)能量控制。

圖7 變換器能量調(diào)節(jié)模式

為了減小過(guò)大的變壓器變比(過(guò)大的變比增加寄生電容使開(kāi)關(guān)波形變壞，降低效率)，提高了反激電壓約為400 V，此時(shí)變比僅為1:20，次級(jí)上能得到最大為8 kV的高壓。圖8所示為開(kāi)關(guān)管通斷時(shí)反激電壓波形圖。

圖8 開(kāi)關(guān)管通斷時(shí)反激電壓波形圖

變換器以輕載工作給CH充電到2 kV所需的時(shí)間為t1，由式(6)可得式(7)。

式(7)中，當(dāng)取 f=100 kHz、U1=2 kV、CH=0.23 μF、L=60 μH、i=0.5 A 時(shí)，t1=0.61 s。

變換器以滿載工作給CH從2 kV充電到7 kV所需的時(shí)間為 t2，由式(6)可得式(8)。

式(8)中，當(dāng)取 f=100 kHz、U2=7 kV、U1=2 kV、CH=0.23 μF、L=60 μH、i=3 A 時(shí)，t2=0.19 s。

光學(xué)容積描記法具有成本低、功耗低、體積小、無(wú)需袖帶充氣和可連續(xù)測(cè)量等優(yōu)點(diǎn)，適用于可穿戴設(shè)備。該方法大多采用光電傳感器采集人體生理信號(hào)，由光電傳感器在人體表面檢測(cè)出的脈搏信號(hào)稱(chēng)為光電容積脈搏波，簡(jiǎn)稱(chēng)PPG信號(hào)。其工作原理為：發(fā)光二級(jí)管發(fā)射一束特定波長(zhǎng)的光，并在人體表面照射。血液中的細(xì)胞能對(duì)光進(jìn)行吸收，并隨著心臟搏動(dòng)引起反射光強(qiáng)度的變化。光敏傳感器對(duì)反射光進(jìn)行收集，并對(duì)反射光中的交流成分進(jìn)行描記，得到PPG信號(hào)[8]。

2.3 高壓檢測(cè)電路工作原理

電子圍欄高壓檢測(cè)電路中，為了減少功耗，通常采用高阻值的電阻和低阻值的電阻分壓后，利用光電隔離方式組成檢測(cè)器[5]，電路如圖9所示。

圖9 傳統(tǒng)電圍欄高壓檢測(cè)電路

這種方法的缺點(diǎn)是：采用了一級(jí)分壓電路，從7 kV上得到5 V的采樣電壓，分壓比為7 000:5，不宜精確控制。同時(shí)RH采用幾十到幾百兆歐的高阻很容易受環(huán)境濕度等因素的影響，且RO通常采用幾十千歐的低阻，受環(huán)境影響很小，因此分壓比容易改變，導(dǎo)致較大的控制誤差。根據(jù)分壓關(guān)系有：

由式(9)可知，電壓與阻值變化量x有關(guān)。圖10為高壓脈沖電壓值隨電阻值改變的變化曲線。

圖10 電壓值隨電阻改變時(shí)的變化曲線

為了克服上述缺點(diǎn)，本文采用兩級(jí)分壓方式，如圖11所示。

圖11 高壓升壓檢測(cè)電路

第一級(jí)分壓中RH1～RH9采用6.8 MΩ的標(biāo)稱(chēng)電阻，分壓比由式(10)決定。

由式(10)可知，電壓與阻值變化量無(wú)關(guān)，克服了環(huán)境濕度等因素變化帶來(lái)的影響。

由式(10)可得一級(jí)分壓比為 K1=19，由圖11可知二級(jí)分壓比為K2=20，所以總的分壓比為：

由式(11)可得A點(diǎn)、B點(diǎn)、C點(diǎn)電壓分別為 18 V、11 V、5 V。同時(shí)為了減少24 V檢測(cè)電阻上的損耗，比較器的分壓電阻R8～R12分別取如圖11所示的阻值，此時(shí)功耗為0.01 W。

由于電圍欄大部分時(shí)間都處于待機(jī)狀態(tài)，待機(jī)時(shí)高壓為4 kV，所以一級(jí)分壓的待機(jī)功耗為0.37 W，二級(jí)分壓的待機(jī)功耗為0.11 W，所以總的待機(jī)功耗為0.49 W。

2.4 過(guò)流保護(hù)電路工作原理

圖12為過(guò)流保護(hù)電路工作波形。正常工作時(shí)R2兩端的電壓小于1 V，當(dāng)發(fā)生過(guò)流時(shí)R2兩端的電壓大于1 V，比較器U2D的輸出為高電平，單片機(jī)控制PA2輸出為0，從而NCP1200停止輸出脈沖。

圖12 過(guò)流保護(hù)波形

2.5 高壓脈沖控制電路

圖13為產(chǎn)生高壓脈沖的控制電路。為了實(shí)現(xiàn)對(duì)高壓脈沖可靠的控制，采用型號(hào)為HVR24-1A10-06的繼電器K1，該繼電器工作電壓為24 V，最大開(kāi)關(guān)電流為3 A。

圖13 高壓脈沖產(chǎn)生及控制電路

采用高壓電容儲(chǔ)能的方法，自動(dòng)識(shí)別電子圍欄的狀態(tài)，改變了傳統(tǒng)電子圍欄工作時(shí)定時(shí)放電的方法，減少了能量的浪費(fèi)，傳統(tǒng)電子圍欄的待機(jī)功耗為10 W，而本設(shè)計(jì)的待機(jī)功耗僅為0.49 W，大大提高了系統(tǒng)的效率。同時(shí)本文采用分壓比相對(duì)較小的兩級(jí)分壓方法，降低了待機(jī)功耗，提高了高壓檢測(cè)的精度。

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