劉一帆，姚兆虎，牛孝如，馮德仁

(安徽工業(yè)大學 電氣信息學院，安徽 馬鞍山243032)

0 引 言

近年來，隨著電力電子技術(shù)的迅速發(fā)展，越來越多的電力電子裝置被應用到各個領域，使得大量的無功電流和諧波電流注入電網(wǎng)，嚴重影響整個電網(wǎng)經(jīng)濟、安全的運行，因此對電力諧波的實時補償變得越來越重要［1］。

有源電力濾波器APF (Active Power Filter)是一種新型的諧波及無功動態(tài)補償裝置［2］，最早于20 世紀60年代提出，90年代后獲得廣泛的應用，從日本、美國等國開始，并主要集中在并聯(lián)型APF。有源電力濾波器與傳統(tǒng)的無源電力濾波器 (PPF)相比較，具有響應速度快、補償效果好和能夠?qū)崿F(xiàn)動態(tài)補償?shù)膬?yōu)點。在實現(xiàn)大功率有源電力濾波器的方法已取得了不少的研究成果［3］，本文研制的150 kVA 有源電力濾波器，主電路由兩個模塊化PWM 變流器單元組合實現(xiàn)，控制部分采用DSP 為核心的控制方案，諧波電流的檢測采用了改進的基于時域的電流檢測算法，以獲得良好的動態(tài)響應性能和靈活的補償目的。

1 并聯(lián)型有源電力濾波器雙重化基本原理

1.1 主電路結(jié)構(gòu)

雙重化主電路是兩組逆變器以并聯(lián)方式運行。采用雙重化主電路，可以實現(xiàn)有源電力濾波器的大容量，還可以提高有源電力濾波器的等效開關頻率，從而改善補償電流的跟隨特性。與通常采用器件串并聯(lián)、多臺獨立的有源電力濾波器并聯(lián)使用來解決電力濾波器的大容量的方案相比，等效開關頻率的提高，而單個器件的工作頻率可以降低，這樣既可以降低對器件工作頻率的要求，又可減少器件的開關損耗，同時又可節(jié)約成本。雙重化的三相四線制主電路結(jié)構(gòu)如圖1 所示。

圖1 雙重化的三相四線制主電路結(jié)構(gòu)Fig.1 Main circuit of dual three-phase four-wire system

顯然，如圖1 所示的雙重化的三相四線制主電路中，除容量倍增外，在單個器件的工作頻率不變的條件下，其等效開關頻率也得到倍增。

1.2 SPWM 的多重化

減小諧波含量是有源電力濾波器的一個重要的設計目標，為了能在不改變載波頻率的同時進一步降低SPWM 的諧波含量，可以采用相移載波的PWM 方法，該方法原理是:采用同一個調(diào)制波對載波進行相移［4］，例如一個m 電平的變換器，每相采用m －1 個具有相同頻率和相同峰值的三角載波與同一個調(diào)制波相比較，則m －1 個三角載波之間依次相移360°/ (m －1)。由于相鄰的載波之間有一個相移，這一相移使得所產(chǎn)生的SPWM 脈沖在相位上錯開，從而疊加輸出的SPWM 波等效開關頻率提高到原來的m － 1 倍，因此可以在不提高開關頻率的條件下，大大減小輸出諧波。PWM 逆變電路多重化聯(lián)接方式有變壓器方式和電抗器方式，本文采用的是如圖1 所示的電抗器聯(lián)接實現(xiàn)二重PWM 逆變。電路的輸出經(jīng)過兩個電抗器后聯(lián)結(jié)于一點，再經(jīng)過LC 濾波后輸出。在此結(jié)構(gòu)中需將載波相互錯開180°，圖2 為雙重化載波信號。

圖2 雙重化的載波信號Fig.2 Dual carrier signal

2 諧波提取及其控制策略

2.1 基于DSP 技術(shù)的三相軟件鎖相環(huán)

由于需要采用相移載波的PWM 方法降低SPWM 的諧波含量，因此需要采用三相軟件鎖相技術(shù)，三相軟件PLL 的基本結(jié)構(gòu)框圖如圖3 所示。圖中虛線框內(nèi)的坐標變換為鑒相器，Cpll為比列積分環(huán)節(jié)，積分環(huán)節(jié)1/s 為壓控振蕩器，ωff為壓控振蕩器的固有頻率，此處ωff=100π (電網(wǎng)額定頻率)，各項功能都由DSP 完成。電網(wǎng)電壓經(jīng)坐標變換后得到usq，使之與u*sq=0 逼近，再經(jīng)過環(huán)路濾波器后改變壓控振蕩器的振蕩頻率。在用DSP 實現(xiàn)時，一般采用DSP 內(nèi)部定時器的循環(huán)計數(shù)來產(chǎn)生同步信號、實現(xiàn)壓控振蕩器和分頻器的功能，因此可通過改變定時器的周期或最大循環(huán)計數(shù)值的方法來改變同步信號的頻率和相位。

圖3 三相軟件PLL 結(jié)構(gòu)框圖Fig.3 Structure diagram of PLL

2.2 基于瞬時無功功率理論的諧波檢測法

本文采用基于瞬時無功功率理論的電流ip-iq法計算諧波和無功指令電流，電流ip-iq 法的框圖如圖4 所示。

圖4 諧波電流提取流程圖Fig.4 Flow chart of drawing harmonic current

上述基于同步旋轉(zhuǎn)park 變換的電流ip-iq 法，該方法應用于補償三相四線制負載的有源電力濾波器。它是從實用的角度來進行設計的，所以對于實際的產(chǎn)品有更為廣闊的應用空間。它的優(yōu)點就是通過一系列的計算就可以檢測出除基波以外的任意次諧波。方便快捷，而且通過軟件編程的方式也很容易實現(xiàn)。

2.3 直流側(cè)電壓穩(wěn)壓控制策略與低通濾波器設計

由瞬時無功功率理論可知，以三相電網(wǎng)相位為參考，逆變器輸出基波電流在d 軸上的分量為正，則電容能量流向電網(wǎng)，電容電壓下降;反之則電網(wǎng)電能流向電容，電容電壓升高。這為直流側(cè)電壓控制提供了依據(jù)。另一方面，如果流出電容中性點的電流為正，電容中點電勢將會下降;反之則電容中點電勢將會升高，這為電容中點電壓控制提供了依據(jù)。本文針對穩(wěn)定直流側(cè)電壓和進行零序電流補償，提出的控制算法如圖5 所示，電網(wǎng)相位角θ 來自電網(wǎng)電壓鎖相環(huán)輸出，直流電壓經(jīng)過PI 調(diào)節(jié)后得到一個用于補償直流電壓波動的基波電流補償分量Ia1，Ib1，Ic1。負載補償電流給定是來自諧波檢測環(huán)節(jié)的輸出，用于補償負載側(cè)諧波電流，本文不加贅述。中點電壓波動經(jīng)過一個2 V 寬度的滯環(huán)調(diào)節(jié)器后經(jīng)P 調(diào)節(jié)控制輸出，得到一個抑制中點電壓波動過量的零序電流補償量。由于逆變器需要對高次諧波有較快的補償，為此加入電流信號微分前饋以提高系統(tǒng)的快速反應性。由于電容電壓變化速率比電感電流慢很多，為了使系統(tǒng)更加穩(wěn)定，同時減小直流電壓尖峰引起的系統(tǒng)性干擾，工程上直流電壓環(huán)的調(diào)節(jié)速度為電流環(huán)速度的10 倍［5］。

圖5 直流側(cè)電壓優(yōu)化控制結(jié)構(gòu)圖Fig.5 Control structure diagram of voltage optimization on DC side

由于并關器件固有特性，直流側(cè)電壓往往存在電壓尖峰，給直流電壓控制帶來較大干擾，甚至帶來更大的尖峰，為此參與控制的電壓UPO和UOD都是來自低通濾波器的輸出。本文采用巴特沃斯二階低通濾波器，采樣頻率為10 k，截止頻率設為500 Hz。其Z 域傳遞函數(shù)如式 (1):

化為差方分方程:

2.4 給定電流微分前饋

給定電流微分前饋以補償輸出電感勢以加快系統(tǒng)的反應速度，簡單的微分前饋有可能給系統(tǒng)帶來潛在的振蕩風險，所以考慮在微分的基礎上再加上一個較大時間常數(shù)的一階慣性環(huán)節(jié)，如果控周期為T =0.000 1 s，設計一階慣性環(huán)節(jié)的時間常為100T。以a 相為例，其給定電流微分前饋傳遞函數(shù)如下:

以雙線性變換方式離散化后:

化為差分方程:

3 控制系統(tǒng)的設計

本系統(tǒng)以DSP 為控制核心，選用TI 公司TMS320F2812 控制芯片，實現(xiàn)電流與電壓的采樣、軟件鎖相、諧波指令電流的計算以及系統(tǒng)的過壓過流保護等，程序主流程圖如6 所示。

圖6 APF 主程序的流程圖Fig.6 Flow chart of the main program

主程序首先對系統(tǒng)的各種資源進行初始化后啟動定時器0 計時，在使能全局中斷以后，進入循環(huán)，以等待中斷的發(fā)生。

中斷服務子程序主要完成APF 控制系統(tǒng)的整個控制算法，它包括AD 采樣控制、電網(wǎng)頻率的測量、指令電流的生成、計算雙重化三相橋上橋臂 (IGBT)的開通時間、PWM 指令的輸出等。

控制系統(tǒng)采樣頻率為10 k，由EVA 與EVB同時實現(xiàn)兩組PWM 波的輸出，EVA 與EVB 的三角載波相差180°，從而可以得到圖2 所示的雙重化載波信號。

4 實驗結(jié)果

系統(tǒng)選擇了兩塊三凌智能功率模塊 (IPM)型號為PM300PLA120，設計了一臺容量150 kVA的有源電力濾波器。濾波電感值0.3 mH，電容參數(shù)為4 700 uF/450 V，用6 個電容采用兩串三并的結(jié)構(gòu)，同時給每個電容上并一個旁路電阻33 k/10 W，給定直流母線電壓730 V，輸入為380 V 三相四線制交流電。測得三相四線制負載的THD 為27 %左右，總電流大小為600 A。補償前電網(wǎng)側(cè)三相電流波形如圖7 所示，補償后的電流波形基本上為正弦波，THD 為2.8 %，電網(wǎng)側(cè)三相電流波形如圖8 所示，用FLUCK435 測得的補償前電網(wǎng)側(cè)三相電流柱狀圖如圖9 所示。補償后電網(wǎng)側(cè)三相電流柱狀圖如圖10 所示，效果比較顯著。

圖7 補償前網(wǎng)側(cè)電流波形Fig.7 Current waveforms of power grid before compensation

圖8 補償后網(wǎng)側(cè)電流波形Fig.8 Current waveforms of power grid after compensation

圖9 補償前網(wǎng)側(cè)電流柱狀圖Fig.9 Current bar chart of before compensation

圖10 補償后網(wǎng)側(cè)電流柱狀圖Fig.10 Current bar chart of after compensation

5 結(jié) 論

針對大容量有源電力濾波器的實現(xiàn)問題，本文利用兩個模塊化的PWM 主電路實現(xiàn)有源電力濾波器容量的擴充。采用了載波移相雙重化技術(shù)，在不提高逆變橋的開關頻率與保持主電路拓撲結(jié)構(gòu)的前提下獲得高的等效開關頻率，以及可以減少系統(tǒng)輸出的高次諧波含量。實驗結(jié)果表明，基于DSP 的控制系統(tǒng)實現(xiàn)了對雙重化有源電力濾波器的有效控制，基于該系統(tǒng)的有源電力濾波器具有很好的補償效果。

［1］王兆安，楊君，劉進軍.諧波抑制與無功功率補償［M］.北京:機械工業(yè)出版社，1998.

［2］陳國柱，呂征宇，錢照明.有源電力濾波器的一般原理及應用［J］.中國電機工程學，2000，20(9):17 －21.

［3］李瓊林，劉會金，孫建軍，等.大容量有源濾波器的拓撲結(jié)構(gòu)分析［J］.高電壓技術(shù)，2006 (2):70－74.

［4］張仲超，張勁東.特大功率組合變流器的相移SPWM 技術(shù)［J］.電工技術(shù)學報，1997，12 (2):27－31.

［5］常鵬飛，王彤，曾繼倫.三相四線有源電力濾波器控制算法仿真研究［J］.繼電器，2005 (9):43 －49.