連天

（建德市供電局，浙江 建德 311600）

1 概述

近些年，在中高壓領域得到廣泛應用的模塊化多電平（M M C）技術(shù)，因其采用了子模塊（S M）級聯(lián)的多電平拓撲結(jié)構(gòu)，更能適應高電壓、高功率要求而得到學界的關注。與兩電平拓撲或者三電平的拓撲相比，M M C技術(shù)具有以下特點：首先在橋臂中直接串聯(lián)的各子模塊可處于任意的工作狀態(tài)，這樣可有效避免了動態(tài)均壓問題。其次多電平的輸出減少了輸出電壓的諧波含量使得輸出電壓波形質(zhì)量有了較大的提高，并可以減小交流濾波器的容量。模塊化的架構(gòu)便于容量的拓展以及維護的靈活、方便，模塊冗余的配置也極大的提高了系統(tǒng)運行的可靠性。

本文根據(jù)M M C技術(shù)在中高壓電網(wǎng)中的具體應用，提出了基于模塊化多電平技術(shù)的新型統(tǒng)一潮流控制器（M M C-U P F C）的拓撲結(jié)構(gòu)，并結(jié)合傳統(tǒng)載波移相技術(shù)，分析了M M C換流器的調(diào)制技術(shù)和子模塊電容均壓方法，提出了一種可極大減少開關動作次數(shù)的脈寬調(diào)制策略，具有一定的工程意義。

2 M M C-U P F C系統(tǒng)與拓撲結(jié)構(gòu)

2.1 M M C-U P F C系統(tǒng)接線

M M C-U P F C系統(tǒng)接線如圖1（a）所示。由兩個通過公用直流母線連接的換流器組成，采用并聯(lián)和串聯(lián)方式接入系統(tǒng)。并聯(lián)側(cè)換流器1通過從系統(tǒng)吸收有功用以建立直流母線電壓，并可向接入點插入幅值可調(diào)的無功電流，實現(xiàn)無功補償，串聯(lián)側(cè)換流器2則通過耦合變壓器向系統(tǒng)注入相位、幅值均可調(diào)節(jié)的電壓，從而實現(xiàn)對線路潮流的調(diào)節(jié)。

圖1

2.2 M M C-U P F C拓撲結(jié)構(gòu)

M M C拓撲結(jié)構(gòu)見圖1（b）所示。換流器由上下各3個橋臂單元組成，分別構(gòu)成了三相交流輸出的控制橋臂，各橋臂由等量的子模塊級聯(lián)而成，同相的上下兩個橋臂分別串聯(lián)限流電抗器L 0而組成相單元，為了增加換流器工作的可靠性，在各橋臂分別設置了冗余子模塊。

子模塊由二只輸出端均反相并聯(lián)了二極管的絕緣柵雙極型晶體管（I G B T）的半橋和一個直流儲能電容C組成，控制其觸發(fā)極S 1、S 2，便可控制子模塊的工作狀態(tài),子模塊可定義為三種基本工作狀態(tài)：

（1）I G B T均關斷的輸出閉鎖狀態(tài)，正常情況下不會出現(xiàn)此狀態(tài)；（2）僅有下I GB T觸發(fā)導通的模塊切除狀態(tài)，子模塊輸出零電壓；（3）僅有上I G B T觸發(fā)導通的模塊投入狀態(tài)，子模塊輸出電容電壓。

此外每個子模塊還設置旁路開關S B，以實現(xiàn)在子模塊故障時旁路開關動作隔離故障子模塊的作用，避免子模塊故障時影響換流器的正常工作。

2.3 M M C運行分析

如圖2所示：Vdc、Idc分別表示直流母線電壓和電流，Vj（j=a,b,c）、Ij（j=a,b,c）分別表示j相輸出電壓和輸出電流，Vpj、Vnj分別表示各相上下橋臂的子模塊電壓，則對應的橋臂電流則可表示為：

上式中Izj表示j相橋臂的環(huán)流，（1）+（2）便可得出其與橋臂電流的關系為：

圖2

由K V L定理，可得出以下關系：

上式中Vdiff_j為j相的不平衡電壓。由（4）、（5）兩式可以得出以下結(jié)論：

（a）j相交流輸出電壓只與該相上下橋臂模塊電壓以及橋臂電流有關；

（b）j相環(huán)流只與直流母線電壓和該相上下橋臂模塊電壓有關；

阻塞網(wǎng)絡的設計形式和數(shù)量應根據(jù)具體情況而定，阻塞網(wǎng)絡中的電感、電容的選用與阻塞頻率大小和頻率的間隔有關，間隔越小，功率損耗就越大，對電感電容的耐壓、功率要求就越大。常用的阻塞網(wǎng)絡有先串聯(lián)后并聯(lián)網(wǎng)絡和串聯(lián)回路的并聯(lián)諧振網(wǎng)絡，整個阻塞網(wǎng)絡最終的諧振點應與被阻塞的頻率一致。

3 M M C電容均壓方法和調(diào)制策略

3.1子模塊電容均壓策略

圖4 MMC-UPFC動態(tài)特性

在任意時刻，M M C的橋臂所級聯(lián)的各子模塊工作狀態(tài)是不相同的，且子模塊的投切操作也是不同步的，因此會造成子模塊電容電壓的不均等現(xiàn)象，對M M C穩(wěn)定運行不利。而子模塊由于元件、工藝等原因，造成模塊參數(shù)的離散，也會使得其電容電壓不均等，則需要采取輔助的電容均壓技術(shù)。目前模塊均壓一般可采用如下方法實現(xiàn)：

（1）實時監(jiān)測各子模塊電容電壓值；

（2）實時監(jiān)測各橋臂的電流方向，用以判定子模塊充放電情況；

圖3 MMC-UPFC調(diào)制及電容均壓策略

（3）根據(jù)已確定的各橋臂子模塊數(shù)、各子模塊電容電壓及橋臂電流來確定所需投入的子模塊。當子模塊充電時，將橋臂上子模塊的電容電壓由低到高排序，并投入相應的子模塊數(shù)，使其電壓升高；同理，當子模塊放電時，將橋臂上子模塊的電容電壓由高到低排序，并投入相應的子模塊數(shù)，使其電壓降低。

3.2調(diào)制策略

載波移相技術(shù)（P S P WM）常用于級聯(lián)型多電平換流器的控制中。本文根據(jù)P S P WM的優(yōu)點，結(jié)合電容均壓技術(shù)與脈寬調(diào)制技術(shù)，提出一種可以有效降低I GB T動作頻率，并較為方便實現(xiàn)電容均壓的控制策略，其控制框圖見圖3所示。

對于每個橋臂由N個子模塊級聯(lián)而成的換流器來說，參考信號分別與N個三角波比較，兩個相鄰模塊的三角波相位差為3 6 0/N。如果在某控制時刻需要有N O N個子模塊開通，傳統(tǒng)載波移相技術(shù)，是根據(jù)該時刻橋臂電流的方向，將所有子模塊的電容電壓按一定條件重新排序，然后選擇排序前N O N個子模塊開通。本文提出的調(diào)制方法，稱為R F-P S P WM，該方法在任何一個控制周期中，都無需將所有電容電壓重新排序，而是取本控制周期中所需開通的子模塊數(shù)與上一周期中已開通的子模塊數(shù)之間的差值ΔN O N，來確定這一控制周期所需開通的子模塊數(shù)，具體可描述為：若ΔN O N>0：說明需開通ΔN O N個已關斷的子模塊，若該控制時刻橋臂處于充電狀態(tài)，則將橋臂上已關斷的子模塊的電容電壓由低到高排序，將排序前ΔN O N個子模塊開通。同理，若該控制時刻橋臂處于放電狀態(tài)，則將橋臂上已關斷的子模塊的電容電壓由高到低排序，將排序前ΔN O N個子模塊開通。若ΔN O N<0：說明需關斷ΔN O N個已開通的子模塊，若該控制時刻橋臂處于充電狀態(tài)，則將橋臂上的子模塊按電容電壓由低到高排序，將排序前ΔN O N個子模塊關斷。同理，若該控制時刻橋臂處于放電狀態(tài)，則將橋臂上的子模塊按電容電壓由高到低排序，將排序前ΔN O N個子模塊關斷。

由上述可見，P F-P S P WM技術(shù)能大量減少子模塊的頻繁切投操作，從而有效減少I G B T的動作次數(shù)，減少開關損耗。

4 仿真驗證

為仿真分析方便，設U P F C未投入時，兩側(cè)系統(tǒng)沒有功率交換。由圖4（a）（b）可見，在t=0.2 s和t=0.4 s時，系統(tǒng)有功功率發(fā)生變化，在t=0.6 s時，系統(tǒng)無功功率發(fā)生變化，說明U P F C可對線路P和Q進行獨立調(diào)節(jié)。由圖 4（c）（d）可見，U P F C在進行潮流調(diào)節(jié)時，直流母線電壓和子模塊電容電壓均能夠保持穩(wěn)定。

結(jié)語

本文提出了M M C-U P F C的拓撲結(jié)構(gòu)，并對M M C運行進行分析，提出了一種能有效降I G B T動作頻率和保持子模塊均壓的調(diào)制策略，得到了良好的控制效果，并搭建了仿真模型對所提出的策略進行驗證，證實了所述策略的正確性和可行性。

[1]連霄壤．基于模塊化多電平的統(tǒng)一潮流控制器拓撲設計[J].機電工程，2012.

[2]Hagiwara,M.;Akagi,H.;,“Control and Experiment of Pulsewidth -Modulated Modular Multilevel Converters,”Power Electronics,IEEE Transactions on ,vol.24,no.7,pp.1737-1746,July 2009.

[3]ABB提供TZW50型空壓機維護手冊[Z].