胡佳明，胡天友，劉 倩，唐德煒

(電子科技大學(xué) 機(jī)械電子工程學(xué)院，四川 成都611731)

0 引 言

在電能的變換、存儲、應(yīng)用領(lǐng)域，電力電子技術(shù)發(fā)揮了關(guān)鍵性作用。目前，電力電子裝置的發(fā)展趨勢是小型化和智能化。實現(xiàn)小型化的直接途徑是高頻化，可以顯著降低變換器中電感、電容和變壓器的體積［1］。但是，開關(guān)頻率的提高必然導(dǎo)致開關(guān)損耗的增加，電路效率嚴(yán)重下降［2］。所以，能夠降低開關(guān)損耗和開關(guān)噪聲問題的軟開關(guān)技術(shù)是目前的研究熱點(diǎn)之一。另一方面，諸多應(yīng)用場合要求電源系統(tǒng)具有更高的性能指標(biāo)且具有與外界交換信息的能力，所以，基于各種微控制器或數(shù)字信號處理器的數(shù)字控制技術(shù)在電源系統(tǒng)中得到了越來越廣泛的應(yīng)用［3］。

在中大功率應(yīng)用場合，有一類采用移相控制策略的軟開關(guān)全橋變換器得到了深入研究和廣泛應(yīng)用。這類變換器基本不用添加額外的無源或有源器件，在不改變主電路拓?fù)涞那疤嵯?，依靠移相控制方式以實現(xiàn)軟PWM 開關(guān)，所以這類軟開關(guān)變換器也被稱為控制型軟開關(guān)［4］。

1 移相控制高頻逆變器電路原理

1.1 移相高頻電路結(jié)構(gòu)與拓?fù)浞诸?/h3>

本文采用電壓源型移相控制高頻鏈電路拓?fù)淙鐖D1 所示［5］。

圖1 雙向電壓源內(nèi)高頻DC/AC 變換器電路結(jié)構(gòu)

此類高頻鏈逆變電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有多種變形拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，常見的主要有前級推挽后級全波式、前級推挽后級橋式、前級半橋后級全波式、前級半橋后級橋式、前級全橋后級全波式和前后級全橋式等電路，前后級都是以高頻變壓器為分界點(diǎn)的［6］。在本系統(tǒng)設(shè)計過程中，經(jīng)過對各種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)利弊仔細(xì)分析研究后，最終采用前后級全橋式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)逆變方式，如圖2 所示。此種電路具有功率器件工作電壓應(yīng)力低，特別適用于高輸入電壓，高輸出電壓的應(yīng)用場合［7］。

圖2 全橋式雙向電壓源內(nèi)高頻DC/AC 變換器電路拓?fù)?/p>

1.2 單極性移相高頻控制策略和原理

隨著實際應(yīng)用需要，在不改變功率電路拓?fù)鋸?fù)雜程度的要求下，為了降低器件能量損失，提高逆變器逆變轉(zhuǎn)換效率和逆變電路的可靠性，在雙向移相電壓源型高頻鏈逆變技術(shù)的控制方法中提出了雙極性移相控制和單極性移相控制之分［8］。較好地解決了傳統(tǒng)電壓源型移相高頻鏈逆變器，在周波變換環(huán)節(jié)采用PWM技術(shù)控制后，存在的功率器件上電壓尖峰過高現(xiàn)象，同時實現(xiàn)了周波變換器功率器件的ZVS 切換，大大降低了器件功率損耗提高了系統(tǒng)轉(zhuǎn)換效率［9］。圖3 所示即為單極性移相控制策略時序原理波形。

1.2.1 傳統(tǒng)移相控制策略方法

傳統(tǒng)的單極性雙向移相控制策略的時序圖如圖3(b)所示。圖中，S1～S8分別為周波變換器對應(yīng)功率管的驅(qū)動信號;Sa、Sb、Sc、Sd分別為高頻逆變橋?qū)?yīng)功率管的驅(qū)動信號;UEF為高頻變壓器初級輸入波形;UDC為輸出LC 濾波器輸入波形;Ue1和Ue2分別為互補(bǔ)的正弦調(diào)制波形;UC為頻率較高的載波。正弦調(diào)制波Ue1和Ue2分別與三角載波UC比較，生成高頻逆變橋和周波變換器部分功率管的各種驅(qū)動信號，驅(qū)動信號中包含了調(diào)制正弦波的所有信息。如果忽略實際死區(qū)存在時間，Sa與Sc、Sb與Sd的驅(qū)動信號均為互補(bǔ)的高頻方波信號，但Sa與Sd、Sc與Sb之間的驅(qū)動信號有移相相位差電角度θ(－180° ＜θ ＜180°)，高頻逆變橋?qū)⒅绷鬏斎腚姵仉妷篣i調(diào)制成三電平的高頻變壓器輸入電壓UEF，UEF通過高頻變壓器隔離變壓后的輸出電壓UAB進(jìn)入周波變換器解調(diào)。如果忽略輸出周波變換器功率開關(guān)換流重疊時間，功率開關(guān)S1與S2、S3與S4、S5與S6、S7與S8的驅(qū)動信號也是互補(bǔ)的、一半載波頻率的高頻方波。在此控制時序下，功率管以高頻變壓器額定頻率將電壓UAB解調(diào)為單極性SPWM 波UDC，此SPWM 波最后經(jīng)LC 輸出濾波器后得到正弦輸出交流電壓UO［10］。

圖3 雙向電壓源單極性移相控制原理時序圖

在整個變流過程中，周波變換器功率管在UEF=0期間進(jìn)行開關(guān)控制，功率管工作在零電壓轉(zhuǎn)換(ZVS)狀態(tài)下［11］。從控制時序圖中可以看出，高頻逆變橋的左(超前)橋臂相對與右(滯后)橋臂存在一個θ，則Sa與Sd(Sb與Sd)在一個TS內(nèi)共同導(dǎo)通時間:

式中:Ts為一個開關(guān)周期;θ 為移相電角度;Tcom為在一個開關(guān)周期中的共同導(dǎo)通時間。從控制時序圖中可以看出，θ 的大小與逆變橋功率開關(guān)Tcom都是按照正弦規(guī)律變化的。變壓器原、副邊得到經(jīng)過調(diào)制正弦波Ue1和Ue2調(diào)制的高頻脈沖交流電壓UMN、UAB，然后由周波變換器功率開關(guān)S1～S8將UAB轉(zhuǎn)換成單極性三階SPWM 波(即輸出濾波器前端電壓UDC)，通過對此脈沖波形進(jìn)行濾波后就可得到輸出正弦基波電壓UO。高頻逆變橋左右2 個橋臂功率管開通時間相對向左或向右的移動，調(diào)節(jié)了θ 的大小，進(jìn)而調(diào)節(jié)了輸出正弦交流電壓幅值和相位。經(jīng)過內(nèi)高頻環(huán)的變流處理后，LC輸出濾波器輸入端電壓為單極性SPWM 波，故稱為單極性移相控制，諧波頻率較高，便于濾波控制，具有優(yōu)良的頻譜特性［12］。

1.2.2 改進(jìn)型的移相控制策略研究

為了進(jìn)一步降低周波變換器功率管的工作頻率，降低功率管的開關(guān)損耗，針對原有電路提出了一種改進(jìn)控制方法，實現(xiàn)周波變換器功率管開關(guān)頻率降至逆變器輸出交流電壓的頻率。圖3(a)為新方法周波變換控制時序圖。

由圖3(a)可看出，在交流輸出前半個輸出周期中，周波變換器的S1、S3、S5、S7功率管處于常通狀態(tài)，S2、S4、S6、S8功率管處于常關(guān)狀態(tài)，此時圖2 電路周波部分可等效成圖4 所示的電路。

圖4 周波變換器工作模式

圖中，實線代表當(dāng)變壓器輸出端為Ui時，電路中電流的流動路線;虛線代表變壓器輸入端為－Ui時，電路中電流的流動路線。當(dāng)A 正B 負(fù)時，電流通過S1—D2—Lf—Cf—S7—D8—B 流動，即按圖4(a)中的實線所示路線流動，輸出為正。當(dāng)B 正A 負(fù)時，電流通過S5—D6—Lf—Cf—S3—D4—A 流動，即按圖4(a)中的虛線所示路線流動輸出為正。此時可得到輸出交流電的正半周(暫定為負(fù)載上正下負(fù))。

正半周過程結(jié)束后，按照同樣的思路，此時將S1、S3、S5、S7功率管關(guān)斷，S2、S4、S6、S8功率管導(dǎo)通，此時圖2 所示電路可以等效轉(zhuǎn)換成如圖4(b)所示的形式，這樣可得到輸出交流電的負(fù)半周部分，最終獲得了一個完整的交流電輸出周期。

逆變橋的輸出波形經(jīng)過高頻變壓器變壓后，變壓器輸出波形的數(shù)學(xué)表達(dá)式為

周波變換器的作用就是在調(diào)制正弦波的正半周，將高頻變壓器輸出負(fù)的脈沖波整流為正，輸出為正的脈沖波保持不變;在調(diào)制正弦波的負(fù)半周時候，將高頻變壓器輸出為正的脈沖波整流為負(fù)，輸出為負(fù)的脈沖波保持不變［13］。周波變換器的功能相對于數(shù)學(xué)運(yùn)算當(dāng)中的絕對值操作，只是在調(diào)制正弦波在負(fù)半周時進(jìn)行絕對值操作后在前面要加一個負(fù)號［14］。即在正半周時刻，周波變換器輸出脈沖波的數(shù)學(xué)表達(dá)式為

在負(fù)半周時刻，表達(dá)式為

將uDC的數(shù)學(xué)表達(dá)式進(jìn)行處理后，可以合并成以下形式:

從表達(dá)式可以看出，LC 濾波器輸入主要成分為需要的基波輸出部分，并伴隨著高頻諧波成分，可以通過后級的LC 濾波器得到需要的正弦波輸出交流電。

從時序圖分析可知，周波變換器功率管無重疊換流時間，功率管是在變壓器輸出電壓為零時進(jìn)行正負(fù)半周切換，周波變換器功率管工作在ZVS 狀態(tài)下，但此時在本系統(tǒng)中功率管的開關(guān)頻率低至50 Hz，有效減小功率管的開關(guān)損耗，提高系統(tǒng)的轉(zhuǎn)換效率。

本文研究的控制方法時序圖3(a)中可以看出，單極性移相控制策略是在倍頻SPWM 控制的基礎(chǔ)上進(jìn)行改進(jìn)得到的，不僅調(diào)制了逆變環(huán)節(jié)輸出脈沖電壓的脈寬，也調(diào)制了脈沖的位置，該控制策略中包含了正弦脈寬脈位調(diào)制的思想。正弦脈寬脈位調(diào)制主要是把單極性三態(tài)SPWM 波改變成載波頻率的雙極性SPWM波，消除其中的調(diào)制波基波成分，使采用高頻變壓器進(jìn)行初、次級電隔離和變壓成為可能，即可在逆變器中實現(xiàn)高頻環(huán)節(jié)原理。

2 結(jié) 論

本文主要對單極性移相控制策略實現(xiàn)過程等進(jìn)行了介紹。在分析傳統(tǒng)移相單極性移相控制策略的基礎(chǔ)之上，提出了一種改進(jìn)的移相控制策略，并對相應(yīng)改進(jìn)原理進(jìn)行了介紹。從雙向移相單極性控制電壓源高頻鏈逆變控制的工作原理分析，該類控制方法具有以下明顯優(yōu)勢:

(1)該類控制方法思想先進(jìn)，方便應(yīng)用微控制器數(shù)字方式實現(xiàn);

(2)提出的改進(jìn)控制方式讓輸出周波變換器功率開關(guān)實現(xiàn)了ZVS，且工作頻率低，大大減少了功率器件開關(guān)損耗;

(3)輸出LC 濾波器前端電壓波形為單極性三階SPWM 脈沖波，僅含高次諧波，輸出濾波器設(shè)計簡單，濾波效果好，輸出波形質(zhì)量好［15］;

(4)通過移相控制可實現(xiàn)高頻逆變橋部分功率開關(guān)的ZVS 開通，大大減小功率器件能量損耗，提高系統(tǒng)轉(zhuǎn)換效率;

(5)利用高頻變壓器實現(xiàn)能量傳遞，無噪音污染，逆變器體積小，能量傳遞效率高，功率密度大。

［1］ 梁志剛. 基于DSP 的移相全橋DC/DC 變換器相關(guān)問題研究［D］.浙江:浙江大學(xué)，2006.

［2］ 劉成芳，鐘利平. 負(fù)載均流IC(UC3907)在并聯(lián)電源中的應(yīng)用［J］.國外電子元器件，1995(11):26-38.

［3］ 路 鳴，楊 恒. 自動均流技術(shù)及負(fù)載均流集成電路控制器UC3907［J］.電子技術(shù)，1996(10):27-30.

［4］ 徐 明.移相控制ZVS 全橋變換器的改進(jìn)研究和工程實現(xiàn)［D］.南京:河海大學(xué)，2006.

［5］ 宋海峰.單極性移相控制雙向電壓源高頻環(huán)節(jié)逆變器［D］. 南京:南京航空航天大學(xué)，2006.

［6］ 劉鳳君. 現(xiàn)代逆變技術(shù)及運(yùn)用［M］. 北京:電子工業(yè)出版社，2006:298-306.

［7］ 宋海峰，陳道煉. 單極性移相控制雙向電壓源高頻環(huán)節(jié)逆變器［J］.電力電子技術(shù)，2006，40(4):86-95.

［8］ 王兆安，黃 俊. 電力電子技術(shù)［M］. 北京:機(jī)械工業(yè)出版社，2000:135-138.

［9］ 田龍中，李衛(wèi)東.電源模塊輸入軟啟動電路的設(shè)計［J］.電子產(chǎn)品世界，2002(8):25-27.

［10］ 林渭勛.數(shù)字控制SPWM 逆變器研究［D］. 南京:南京航空航天大學(xué)，2006.

［11］ 孔雪娟，彭 力，康 勇，等. 模塊化移相諧振式DC/DC 變流器和并聯(lián)運(yùn)行［J］.電力電子技術(shù)，2002，36(5):40-47.

［12］ 王艷丹，蔡宣三.全橋零電壓開關(guān)-脈寬調(diào)制變換器的小信號分析與最優(yōu)控制［J］.清華大學(xué)學(xué)報，1994，34(4):51-60.

［13］ 程榮倉，劉正之，詹曉東，等.基于自主均流模塊并聯(lián)的小信號分析［J］.電力電子技術(shù)，2001(2):36-38.

［14］ 徐林鵬.高頻鏈逆變電源設(shè)計［D］.西安:西北工業(yè)大學(xué)，2006.

［15］ 周林泉，阮新波，嚴(yán)仰光.軟開關(guān)Boost PWM DC/DC 全橋變換器的理論基礎(chǔ)［J］.電源世界，2002(8):10-14.