盛程潛

（黑龍江工程學院 電氣與信息工程學院，黑龍江 哈爾濱150050）

傳統(tǒng)的開關電源，大多采用PWM 變換器[1－3]，在處理電壓波動、負載變動、短路、空載輸出及元件參數(shù)變化等方面，比較靈活可靠[4]。但是，隨著開關頻率的提高，開關管的關斷損耗和導通損耗都會增加。特別是在開關管關斷時，其下降的電流和上升到集電極電壓，出現(xiàn)重疊現(xiàn)象，會產生一個很大的關斷損耗。隨著開關頻率的升高，開關的關斷損耗會非常嚴重[5]。目前，解決此損耗的常用方法是在開關管集電極、發(fā)射極之間，使用緩沖器來降低開關管的開關損耗[6]，而這種方法，只是將開關管的損耗移交給緩沖器的電阻，反而使開關電源的效率受到影響[7－8]。

在開關電源小型化的發(fā)展趨勢下，如何減小體積、提高效率、消減功耗是本文研究的主要問題。具體解決方案如下：

1）在高頻率下減小開關變壓器的體積，使用諧振變換器實現(xiàn)。諧振器由LC諧振電路與開關管構成，使流過開關管的電流為正弦波而不是方波。然后使開關管在正弦電流過零處導通和關斷。這樣，關斷時刻的下降電流和上升電壓之間及導通時刻的電流和下降之間就不會產生重疊現(xiàn)象，因此，不產生開關損耗。

2）采用零電壓開關電路的分析方法。該電路使開關管輸出電容成為電路中的LC諧振回路的電容，來實現(xiàn)零電壓開關。開關管關斷情況下存儲在電容上的電壓能量轉變?yōu)榇鎯υ谥C振電感上的電流或能量。并在同一周期的下一階段，將這部分能量毫無損失地反饋回到電源母線上。由于開關損耗PC＝VCIC，開關設在零電壓，即VC＝0時，開關損耗為0，該電路不產生開關損耗，因此，消除了PWM方式的開關損耗。

1 并聯(lián)諧振變換器工作原理分析

并聯(lián)諧振變換器的工作原理：當折算后的輸出負載（折算到變壓器初級）和諧振電容并聯(lián)，輸出功率可以從LC諧振回路中獲得。

1.1 電路元件功能及關系分析

并聯(lián)負載諧振半橋變換器如圖1所示，C1和C2是輸入穩(wěn)波電容。在交流輸入為220V時，這2個電容用于產生320V整流電壓的輸出。

圖1 并聯(lián)諧振半橋變換電路

電感Lr與電容Cr組成諧振電路，輸出負載是經變壓器T1折算到初級，并且與諧振電容Cr相并聯(lián)。輸出濾波器由L0、C0組成。為了避免降低諧振電路的Q值，L0選用高阻抗電感，再加上濾波器電容C0，即可不影響諧振回路的Q值。

電容Cr并聯(lián)在變壓器的初級，同外接電感Lr諧振，諧振頻率輸出電感L0非常大，在諧振頻率Fr處阻抗很高，不會降低Cr的負荷能力，也不會減小諧振回路LC電路Q值。L0很大，從而使得電路可以工作在連續(xù)模式下。Cr處阻抗（不含Cr）為輸出電阻乘匝比的平方。變壓器T1的勵磁電感比這個阻抗大很多，因此，它不會影響正常工作。

1.2 半橋諧振電路零電壓開關和無損緩沖的實現(xiàn)分析

電路的基本工作原理是：利用MOSFET管的輸出電容，作為諧振LC電路的電容之一，此電容在每個周期的一段時間內儲存電壓（能量），在接下來的一段時間內，通過諧振電感將其儲存的能量，沒有任何損耗地返還給電源母線。

如圖1所示，當Q1導通，Q2關斷時，Cr2兩端電壓被充電至VS。Q1先關斷，變壓器T1的勵磁電流繼續(xù)通過Cr1續(xù)流，使VCr1上升，VCr2下降。當VCr2下降至0.5 VS時，變壓器極性改變，次級兩整流管同時導通，使變壓器次級和初級都短路，因此，變壓器初級電壓為0，在變壓器次級，輸出電感會盡量維持輸出電流不變。

此時，Cr2上存儲的能量經變壓器初級短路繞組、諧振電感Lr和濾波電容C2，到Cr2負極放電。因為回路中沒有電阻，故放電過程不會產生損耗，Lr與Cr2及Cr諧振，Cr2電壓下降至0，此時Q2即可實現(xiàn)零電壓導通。

電容Cr1有效地延緩了Q1電壓的上升速度，所以Q1關斷時不會同時產生大的電壓和電流。

其零電壓開關電路的工作波形見圖2。

圖2 零電壓開關波形

2 變頻式斜坡增益調壓方案

開關工作在方波狀態(tài)，方波的基波是連續(xù)正弦波，其頻率與開關管的方波頻率相同。LC諧振回路的Q特性曲線（阻抗－頻率）如圖3所示。在Q特性曲線上的欠諧振側或過諧振側可以確定平均開關頻率。在連續(xù)模式下的直流輸出電壓，與諧振電容的交流電壓峰值成正比，或者與LC串聯(lián)諧振回路的交流電源峰值成正比。當開關電源頻率變化時，電容器的容抗，將隨頻率變化而改變，那么電容器兩端的輸出電壓也將隨容抗而改變，因此，電路的增益也改變，圖3所示為斜坡形式表現(xiàn)，即斜坡增益。

圖3 通過改變諧振元件的Q特性曲線的頻率調整輸出電壓

沿Q特性曲線移動改變開關頻率可以改變諧振電容的電壓幅值（若輸出為諧振電容電壓），或諧振回路的電流幅值（若輸出為諧振電路電流），從而實現(xiàn)輸出電壓的調整。

電路工作頻率高于Q特性曲線諧振峰值處的頻率，稱為過諧振模式。電路工作頻率低于Q特性曲線諧振峰值處的頻率，稱為欠諧振模式。從圖3可以看出，Q特性曲線非常高，頻率稍有變化，輸出會發(fā)生很大變化，在設計反饋系統(tǒng)時，應按下述方式設計，通過改變控制環(huán)諧振器的頻率來降低開關頻率，使其工作點在Q特性曲線上向上移動，其對輸出電壓進行校正，對于工作于ARM模式的電路，當輸出電壓降低后，達到穩(wěn)壓目的。

應該注意，平均開關頻率高于諧振峰值處的頻率時，提高輸出電壓或輸出電流必須降低開關頻率；平均開關頻率低于諧振峰值處的頻率時，提高輸出電壓或輸出電流必須提高開關頻率。

3 并聯(lián)半橋諧振變換器的交流等效電路和增益分析

并聯(lián)負載諧振半橋變換器的交流等效電路如圖4所示。電路的輸入是由開關管產生的幅值為±Vdc／2的方波。Rac為通過T1次級折算回初級的電阻，與電容Cp并聯(lián)，VO是電路的輸出電壓。按照研究分析，只考慮此方波的基波頻率，計算出的輸出電壓和輸入電壓之間的比率（增益）是頻率的函數(shù)。

圖4 交流等效電路模型

并聯(lián)負載電路的比值為

式中：RL是次級負載折算到初級后的值，并聯(lián)負載Rae＝π2RL／8。對于并聯(lián)負載電路：電路的品質因數(shù)Q＝RL／ω0L，電路的頻率

4 實驗方案與測試結果

根據圖1并聯(lián)諧振半橋變換器的拓撲電路進行實驗測試，繪出了并聯(lián)負載諧振半橋變換器的增益曲線，如圖5所示?？梢钥闯?，當輸入電壓為220V，LrCr諧振頻率為100kHz時，此電路可工作于重載或空載情況下。若初始工作點為點A（此處Q＝2，歸一化頻率為1.1），增加RL，使Q＝RL／w0L＝5，則工作點將上移至歸一化頻率為1.23的點B。從Q曲線的現(xiàn)狀可以看出，非常大的Q值或開路運行都能夠實現(xiàn)。

圖5 交流等效電路的并聯(lián)諧振變換器的增益曲線

當負載RL不變，工作點為A時，減小電源輸入電壓，則工作點下移至歸一化頻率為1.05的點C處，從Q曲線的現(xiàn)狀可以看出，輸出電壓得到提升，從而實現(xiàn)輸入電壓變化，輸出仍能實現(xiàn)穩(wěn)壓運行。

5 結束語

本文通過對并聯(lián)半橋諧振變換器的研究，針對傳統(tǒng)開關電源變換器的原理及缺陷，提出了零電壓開關電路的解決方法。該方法采用MOSFET管的輸出電容作為LC諧振回路一部分，并使開關管工作于零電壓開關狀態(tài)，避免了開關在關斷時，下降的電流和上升的集電極電壓出現(xiàn)重疊現(xiàn)象，消除了PWM方式的開關損耗。同時，無損耗緩沖電路選用，使能量存入諧振元件中，并將其能耗毫無損失地反饋回到電源母線上。由于晶體管損耗功率的降低，使得散熱片體積大大減小。上述方法的提出，對提高開關電源的效率，減小開關電源的體積，具有一定研究和推廣價值。

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