胡 輝，方 玲，雷明東，孫函子

(華東交通大學(xué)信息工程學(xué)院，江西南昌330013)

目前，對高動態(tài)GPS接收機(jī)的研究重點集中在基帶信號處理算法上。在高動態(tài)環(huán)境下，偽碼相位隨載體運(yùn)動而發(fā)生較大的變化，通常設(shè)計中碼跟蹤環(huán)在沒有載波跟蹤環(huán)輔助的情況下很難可靠工作。因此需設(shè)計相應(yīng)的偽碼跟蹤環(huán)路對動態(tài)引入的碼相位誤差進(jìn)行精確的估計。

目前高動態(tài)偽碼跟蹤算法主要有開環(huán)算法和閉環(huán)算法兩類。開環(huán)跟蹤直接對輸入信號的碼相位進(jìn)行估計，對載體動態(tài)變化適應(yīng)能力強(qiáng)[1]，但運(yùn)算量大且環(huán)路復(fù)雜，難以適應(yīng)實時處理的需要。閉環(huán)跟蹤算法主要對偽碼相位延遲進(jìn)行估計，能獲得精確的偽碼延時測量值，且運(yùn)算量較小。在高動態(tài)GPS基帶信號處理算法中，通常采用閉環(huán)跟蹤算法[2]。目前廣泛應(yīng)用的鑒相算法是超前-滯后鑒相算法[3-4]。該算法的性能依賴于信號幅度和載波環(huán)的性能，且運(yùn)算量很大，很難滿足系統(tǒng)對實時性的要求。針對上述問題，本文主要研究的是與高動態(tài)載波跟蹤算法[5]相匹配的偽碼跟蹤算法，該算法是基于載波輔助技術(shù)的歸一化非相干點積功率偽碼跟蹤環(huán)而進(jìn)行研究的，此算法中還包括了預(yù)檢積分時間可變的偽碼跟蹤環(huán)路控制策略。

1 GPS接收機(jī)偽碼跟蹤技術(shù)研究

捕獲以后，輸入信號碼相位和本地信號碼相位誤差在1個碼片范圍內(nèi)，然而，GPS接收機(jī)偽碼跟蹤的目的是調(diào)整本地碼相位使之與輸入信號碼相位精確對準(zhǔn)，使碼相位殘差可以減小到百分之一個碼片以內(nèi)。偽碼跟蹤通常采用DLL環(huán)來實現(xiàn)[3，5-9]。GPS接收機(jī)碼跟蹤環(huán)主要由碼環(huán)鑒相器，環(huán)路濾波器和碼NCO構(gòu)成，其結(jié)構(gòu)如圖1所示。相關(guān)器輸出一般有六路相關(guān)值，即同相的超前（IE）、滯后（IL）和即時（IP）支路，正交的超前（QE）、滯后（QL）和即時（QP）支路。為了便于實現(xiàn)，圖1中將超前和滯后支路合并。相關(guān)器輸出四路相關(guān)值，分別為同相和正交的超前-滯后支路（IE-L，QE-L）和即時支路（IP，QP），即時支路如式（1）、（2）所示：

圖1 GPS接收機(jī)碼跟蹤環(huán)的結(jié)構(gòu)框圖Fig.1 The structure diagram of GPS receiver's code tracking loop

采用的歸一化的非相干點積功率型鑒相器的鑒相函數(shù)如式（3）所示

由式（3）知，其中ecode為偽碼相位殘差，ecode只與偽碼相位偏差ε(k)有關(guān)。2δ=d，d即超前與滯后支路的相關(guān)間隔。歸一化消除了鑒相函數(shù)對幅度的敏感性，也消除了環(huán)路對數(shù)據(jù)位跳變的敏感性。將自相關(guān)函數(shù)公式帶入式（3）化簡可得式（4）

由鑒相特性函數(shù)式（4）可知，歸一化的非相干點積功率DLL鑒相器工作范圍與相關(guān)間隔d有關(guān)。其中，為鑒相范圍。在高動態(tài)環(huán)境下，要折衷選擇d。對于無輔助的碼跟蹤環(huán)路，為保證鑒相器的工作范圍，d通常取1 chip。當(dāng)采用載波跟蹤環(huán)輔助碼跟蹤環(huán)時，d可以取得較?。╠取0.5 chip），可有效減少環(huán)路中熱噪聲引入的誤差。

2 偽碼跟蹤環(huán)路控制策略

2.1 預(yù)檢積分時間可變的偽碼跟蹤環(huán)路控制策略

為兼顧碼跟蹤環(huán)的動態(tài)性能與噪聲性能，必須合理地選擇環(huán)路的預(yù)檢積分時間。由碼環(huán)熱噪聲公式可知，當(dāng)d取0.5 chip時，化簡熱噪聲誤差公式如式（5）所示[9]。

式中：Bn為環(huán)路噪聲帶寬（Hz），為信號載噪比（dB-Hz）；為雙邊帶前端帶寬（Hz），取值為為偽碼周期（s），T為預(yù)檢積分時間（s）；fc為碼片速率。

環(huán)路預(yù)檢積分時間的增長受數(shù)據(jù)位跳變的制約，通常不超過20 ms。將預(yù)檢積分時間增加到20 ms，在理想的情況下，對于相關(guān)間隔為0.5 chips的偽碼跟蹤環(huán)路而言，可以額外獲得6 dB的熱噪聲顫動門限改善[9]如圖2所示。

優(yōu)良的偽碼跟蹤環(huán)路控制策略應(yīng)為：在初始跟蹤階段，碼跟蹤環(huán)的更新時間選擇1 ms，以便適應(yīng)環(huán)路對動態(tài)應(yīng)力的需求。進(jìn)行位同步以后，估計出數(shù)據(jù)位跳變的位置，可將預(yù)檢積分時間增長為20 ms，以提高偽碼測量精度。

圖2 環(huán)路熱噪聲與載噪比和預(yù)檢積分時間的關(guān)系Fig.2 The relation table among the thermal noise，C/N0 and pre-detection integration time

2.2 載波輔助技術(shù)與環(huán)路帶寬的設(shè)計

碼環(huán)鑒相器輸出的碼相位誤差ecode通過環(huán)路噪聲帶寬為Bn的二階Jaffe-Rechtin濾波器，在載波跟蹤環(huán)有穩(wěn)定輸出時，采用載波環(huán)輔助的碼跟蹤環(huán)的公式如式（6），（7）所示。

式中：e1_out為環(huán)路濾波器的輸出是濾波器參數(shù)，ω0為環(huán)路的固有頻率，fc是碼片速率，為載波環(huán)對碼環(huán)提供的輔助，該輔助降低了碼跟蹤環(huán)對動態(tài)的要求，而僅考慮其熱噪聲性能，Bn可選用更小的值，可有效減少環(huán)路中的噪聲。

碼跟蹤環(huán)設(shè)計中，跟蹤閾值的經(jīng)驗取值為

式中：σDLL為測量誤差的均方根；σtDLL為熱噪聲引入誤差的均方根；Re為因接收機(jī)的動態(tài)性導(dǎo)致碼跟蹤環(huán)引入的動態(tài)誤差。

對于無載波環(huán)輔助的碼環(huán)的設(shè)計，首先考慮載體動態(tài)引入的誤差。

式中：m為環(huán)路階數(shù)；ω0為環(huán)路的固有頻率。m=2時，dRm/dtm為載體最大視線方向上的加速度動態(tài)，m=3時代表最大視線方向上的加加速度動態(tài)。

在采用載波環(huán)輔助碼環(huán)技術(shù)時，環(huán)路跟蹤門限主要由熱噪聲決定。對于非相干的DLL鑒別器，偽碼跟蹤環(huán)熱噪聲引入的誤差公式如式（5）所示。

在設(shè)計環(huán)路帶寬時還要求環(huán)路帶寬盡量接近最佳帶寬。所謂的最佳帶寬就是環(huán)路跟蹤誤差最小時對應(yīng)的環(huán)路帶寬。滿足的Bn0就是環(huán)路的最佳帶寬，最佳帶寬的計算公式如式（10）所示。

3 算法仿真

3.1 算法流程

在分析偽碼跟蹤環(huán)時，可認(rèn)為載波跟蹤環(huán)已有穩(wěn)定的輸出，圖3為偽碼跟蹤策略的程序流程圖。

圖3 碼跟蹤策略的程序流程圖Fig.3 The program flow chart of code tracking strategy

本算法采用C/A碼偽距測距方案，因此，通過優(yōu)化偽碼跟蹤環(huán)設(shè)計方案，提高偽碼跟蹤環(huán)的精度，從而可以提高測距精度，最終提高系統(tǒng)定位精度。本文中主要采用上文提出的預(yù)檢積分時間可變的環(huán)路控制策略來優(yōu)化偽碼跟蹤環(huán)設(shè)計方案。以位同步是否成功作為環(huán)路切換的條件，將偽碼跟蹤分為兩個階段：預(yù)檢積分時間為1個碼周期的階段為環(huán)路的粗跟蹤階段，在有載波輔助的情況下，偽碼跟蹤環(huán)的粗跟蹤階段持續(xù)1 s。接著進(jìn)行1 s的位同步，估計出數(shù)據(jù)位跳變的位置。

如果位同步成功，環(huán)路等待輸入數(shù)據(jù)中下一個比特跳變起始的位置，從新的比跳變的位置開始收集I、Q路相關(guān)值作為精跟蹤階段環(huán)路的輸入，這樣可以消除數(shù)據(jù)位跳變對碼環(huán)性能的影響，可以將預(yù)檢積分時間延長至20個碼周期。此時環(huán)路進(jìn)入有載波輔助的精跟蹤階段，即偽碼跟蹤環(huán)的預(yù)檢積分時間為20個碼周期的跟蹤階段。如果1 s內(nèi)位同步不成功，則繼續(xù)進(jìn)行位同步，直到達(dá)到設(shè)定的最大時間tmax。其中tmax值的選擇可以根據(jù)接收機(jī)的使用環(huán)境決定。出于系統(tǒng)穩(wěn)定性考慮，當(dāng)達(dá)到或超過tmax，環(huán)路仍不能位同步，則宣布偽碼跟蹤環(huán)失鎖。根據(jù)失鎖前保存的相關(guān)信息，程序回到捕獲狀態(tài)重新進(jìn)行信號的捕獲。本方案中采用環(huán)路控制策略，既滿足了動態(tài)指標(biāo)，又在此基礎(chǔ)上兼顧了接收機(jī)對精度的需求。

3.2 實驗分析

GPS信號模擬器模擬載體的運(yùn)動狀態(tài)如圖4所示，載體運(yùn)動的時間為324 s，共分9段，其中包含靜止、勻速直線運(yùn)動、加速度為±80 g的勻加速直線運(yùn)動、加加速度為±10 g·s-1的變加速直線運(yùn)動。在捕獲階段，一般要求本地偽碼的碼元誤差在±0.5 chip范圍內(nèi)。在跟蹤階段，要將這個誤差進(jìn)一步縮小并保持在誤差允許的范圍以內(nèi)。為了滿足系統(tǒng)定位精度的要求，在跟蹤階段，本地偽碼的碼元誤差要求在±0.02 chip范圍內(nèi)。

GPS接收機(jī)中常用Jaffe-Rechtin數(shù)字濾波器。文獻(xiàn)[9]給出了一、二、三階濾波器的特性。環(huán)路的穩(wěn)態(tài)誤差與接收機(jī)到衛(wèi)星間的視距R的n階（n即環(huán)路階數(shù)）導(dǎo)數(shù)成正比，與環(huán)路帶寬Bn成反比。根據(jù)本文給出的載體動態(tài)指標(biāo)可知，為了跟蹤相位加加速度信號，必須采用三階或二階DLL環(huán)實現(xiàn)偽碼相位的跟蹤。

本文采用載波跟蹤環(huán)輔助偽碼跟蹤環(huán)技術(shù)，通過載波跟蹤環(huán)消除載體大部分動態(tài)，此時偽碼跟蹤環(huán)階數(shù)可降為一階。但考慮到高動態(tài)接收機(jī)穩(wěn)定性和可靠性的需要，所以本文采用的是二階Jaffe-Rechtin濾波環(huán) 路 ，選 擇ξ=0.707，結(jié) 合 公 式（10）可 得Bn=0.53ω0。一階環(huán)路和三階環(huán)路的相應(yīng)參數(shù)可參考文獻(xiàn)[9]。

圖4 載體運(yùn)動狀態(tài)Fig.4 The motion state of carrier

依據(jù)上述分析，在無載波輔助的情況下，應(yīng)考慮載體動態(tài)性對偽碼跟蹤環(huán)的影響，結(jié)合動態(tài)指標(biāo)可知，偽碼跟蹤環(huán)的環(huán)路帶寬必須有Bn≥1.73 Hz。在無載波輔助的情況下，環(huán)路帶寬采用Bn=1.73 Hz，此時碼環(huán)鑒相器輸出如圖5所示。

結(jié)合載體的運(yùn)動軌跡對圖5進(jìn)行分析。當(dāng)載體處于靜止?fàn)顟B(tài)時，環(huán)路的鑒相誤差保持在±0.02 chip范圍內(nèi)；載體處于高動態(tài)運(yùn)動時，考慮載體動態(tài)性對偽碼的影響，此時環(huán)路的鑒相精度急劇變差，輸出的碼相位誤差峰峰值為0.2 chip。當(dāng)載體再次處于靜止?fàn)顟B(tài)時，碼環(huán)輸出的鑒相誤差重新回到±0.03 chip范圍內(nèi)。對輸出的數(shù)據(jù)進(jìn)行統(tǒng)計分析，其數(shù)學(xué)期望為4.029×10-4chip，標(biāo)準(zhǔn)差為0.031 2 chip。由以上分析可知，此時碼環(huán)性能較差，不能滿足系統(tǒng)對定位精度的要求。

圖6為僅采用環(huán)路控制策略時偽碼跟蹤環(huán)輸出的碼相位誤差。處于粗跟蹤階段時，偽碼跟蹤環(huán)能迅速收斂，此時鑒相誤差在±0.01 chip范圍內(nèi)。精跟蹤階段時，當(dāng)載體處于高速勻速直線運(yùn)動或高動態(tài)運(yùn)動狀態(tài)時，碼環(huán)輸出的鑒相誤差峰峰值為0.12 chip，不能滿足系統(tǒng)對定位精度的要求。對其精跟蹤階段輸出的數(shù)據(jù)進(jìn)行統(tǒng)計分析，其數(shù)學(xué)期望為3.089×10-4chip，標(biāo)準(zhǔn)差為0.029 7 chip。相較于圖5，在載體處于高動態(tài)的情況下，采用環(huán)路控制策略時偽碼跟蹤環(huán)輸出的鑒相誤差減小了。采用載波環(huán)輔助碼環(huán)技術(shù)消除了偽碼跟蹤環(huán)所承載的大部分動態(tài)，此時可以忽略載體動態(tài)引入的誤差。當(dāng)載波環(huán)已有穩(wěn)定的輸出時，碼環(huán)跟蹤門限主要由熱噪聲決定。由式（5）可推知Bn≤0.5 Hz。結(jié)合d取0.5 chip時相應(yīng)的最佳環(huán)路帶寬由式（10）得，Bn選擇0.5 Hz。

僅采用載波環(huán)輔助碼環(huán)技術(shù)時鑒相器的輸出如圖7所示。由圖7可知，不采用環(huán)路控制策略時，偽碼跟蹤環(huán)輸出的鑒相誤差峰峰值為0.11 chip，不能滿足系統(tǒng)對定位精度的要求。對其精跟蹤階段輸出的數(shù)據(jù)進(jìn)行統(tǒng)計分析，其數(shù)學(xué)期望為-4.233 5×10-6chip，標(biāo)準(zhǔn)差為0.009 9 chip。比較圖6和圖7可知，采用載波環(huán)輔助碼環(huán)技術(shù)可以消除掉偽碼跟蹤環(huán)所承載的大部分動態(tài)，減小碼環(huán)輸出的鑒相誤差的標(biāo)準(zhǔn)差，使得碼環(huán)輸出的鑒相誤差比較平滑。

采用載波環(huán)輔助碼環(huán)技術(shù)和環(huán)路控制策略的碼相位誤差如圖8所示。在粗跟蹤階段和位同步階段，環(huán)路迅速收斂，偽碼跟蹤環(huán)輸出的相位誤差不超過0.055個碼片。進(jìn)入精跟蹤階段后，偽碼跟蹤環(huán)的相位誤差峰峰值為0.02 chip，相位誤差的數(shù)學(xué)期望為-3.883 2×10-6chip，標(biāo)準(zhǔn)差為0.002 2 chip，能很好的滿足系統(tǒng)對定位精度的需求。由圖8可知，相較于圖5、圖6、圖7而言，偽碼跟蹤環(huán)的性能有了顯著的提高。實驗證明，采用環(huán)路控制策略能兼顧系統(tǒng)對動態(tài)性和精確性的要求。

圖5 無載波環(huán)輔助無環(huán)路控制策略時碼環(huán)鑒相器的輸出Fig.5 The DLLdiscriminator output without any optimization

圖6 僅有環(huán)路控制策略時碼環(huán)鑒相器的輸出Fig.6 The DLLdiscriminator output with control strategies of the code tracking loop

圖7 僅有載波環(huán)輔助碼環(huán)技術(shù)時碼環(huán)鑒相器的輸出Fig.7 DLLdiscriminator output with carrier aiding

圖8 有載波環(huán)輔助有碼環(huán)控制策略時碼環(huán)鑒相器的輸出Fig.8 The DLLdiscriminator output with carrier aiding and control strategies of the code tracking loop

由以上分析可知，當(dāng)載體處于高動態(tài)運(yùn)動狀態(tài)時，須采用載波環(huán)輔助碼環(huán)技術(shù)，以便消除載體動態(tài)性對偽碼跟蹤換的影響，減小環(huán)路帶寬，從而減小環(huán)路噪聲。另外，在精跟蹤階段，采用預(yù)檢積分時間可變的偽碼跟蹤環(huán)路控制策略，可以改善偽碼跟蹤環(huán)的性能，提高環(huán)路的鑒相精度，改善系統(tǒng)的定位精度。

4 結(jié)論

對高動態(tài)GPS接收機(jī)核心算法中的偽碼跟蹤算法的優(yōu)化設(shè)計進(jìn)行了分析，并對碼跟蹤環(huán)關(guān)鍵參數(shù)的設(shè)置進(jìn)行了詳細(xì)的介紹，最后討論了載波環(huán)輔助碼環(huán)技術(shù)和環(huán)路控制策略對碼環(huán)性能的影響?；贛AT?LAB建立了仿真的系統(tǒng)模型。

通過實驗得出如下結(jié)論：在高動態(tài)環(huán)境下，增長預(yù)檢積分時間，減小相關(guān)間隔和環(huán)路帶寬都能提高環(huán)路的精度，但同時將減弱環(huán)路對動態(tài)應(yīng)力的適應(yīng)能力，因此在偽碼跟蹤環(huán)的設(shè)計中，首先要合理設(shè)計這些關(guān)鍵參數(shù)和合理的環(huán)路結(jié)構(gòu)。實驗結(jié)果證明，本文中的設(shè)計方案能很好的滿足系統(tǒng)對實時性的要求。

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