劉松斌，張忠偉，姜學(xué)瑞，孫利軍

（1.東北石油大學(xué) 電氣信息工程學(xué)院；2.大慶油田有限責(zé)任公司第一采油廠 電力維修大隊，黑龍江 大慶 163318）

1 引言

隨著電力電子技術(shù)的快速發(fā)展，以及有源功率因數(shù)校正技術(shù)的功率等級的不斷提高，這樣，就限制了對傳統(tǒng)的Boost PFC 方案的使用[1][2]。隨著PFC電路功率等級的提高，使得電路中的開關(guān)管和二極管等元件的電壓應(yīng)力和電流應(yīng)力都較大，就要求這些元件能夠承受更高的電壓和電流，在設(shè)計時要選用大容量的器件。這樣就增加了整個電路的成本[3]。

為了能夠解決這一問題，就要在PFC 電路中應(yīng)用交錯并聯(lián)技術(shù)，交錯并聯(lián)技術(shù)的特點是可以減小PFC 電路中輸入輸出電流的紋波[4-5]，降低了電磁干擾，使設(shè)計EMI 濾波器時的要求降低，不僅能夠提高效率，也提高了變換器的功率密度[6]。

所以，在本設(shè)計中選用的PFC 電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為交錯并聯(lián)型的Boost 電路結(jié)構(gòu)。

為了便于分析電路的工作原理，首先要對電路做一些假設(shè)，把一些元件看成是理想的元件[7-8]。由于開關(guān)管在實際的電路中工作時，在其開通和關(guān)斷的過程中存在開關(guān)損耗，在PFC 變換器工作在較低的開關(guān)頻率時，并不會對變換器的效率造成較大的影響。但是，現(xiàn)在為了提高變換器的功率密度，就需要提高變換器的開關(guān)頻率，而開關(guān)頻率的增高就會使開關(guān)管的開關(guān)損耗增加，總開關(guān)損耗也會增大，對變換器的效率造成較大的影響[9]。因此，為了降低開關(guān)損耗，提高變換器的效率，就引入了軟開關(guān)技術(shù)[10]。本文對ZVT-PWM交錯并聯(lián)Boost PFC變換器進(jìn)行深入研究。

2 主電路的工作原理分析

2.1 電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

該變換器的電路結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 電路原理圖 Fig.1 Principle of circuit

在分析之前，做出如下假設(shè)[11-12]：

1）電路中的開關(guān)管和二極管都是理想元件；

2）輸入電壓在主開關(guān)的一個工作周期內(nèi)是恒定的，并用一個直流電壓源來代替整流后的直流電壓；

3）輸出濾波電容足夠大，使輸出電壓可以在一個開關(guān)周期內(nèi)保持恒定，并用一個恒壓源來代替輸出電壓；

對電路進(jìn)行假設(shè)后，可以將圖1中的電路原理圖簡化成圖2所示的簡化電路，用直流電源代替了輸入整流部分，可以更加簡單明了的分析電路。其中一條boost 支路是由L1、D1和S1構(gòu)成的，另一條boost 支路是由L2、D2和S2構(gòu)成的，零電壓轉(zhuǎn)換輔助回路是由L3、D3、D4、D5、D6、C1、C2和S3共同構(gòu)成的。

圖2 ZVT-PWM 交錯并聯(lián)Boost PFC 的簡化電路 Fig.2 Simplify of the zero-voltage-transition interleaved Boost converter

2.2 主電路的工作原理分析

當(dāng)輸入電壓為220 V，輸出電壓為400 V，輸入頻率為50 Hz，開關(guān)頻率為50 kHz 時，占空比在二分之一個工頻周期內(nèi)有非常寬的變化范圍（0.22＜d＜0.99），如圖3所示。當(dāng)占空比d＜0.5 時，兩條Boost 支路不存在同時工作的情況。這種工作方式比較簡單，所以對這種情況不做分析。當(dāng)占空比d＞0.5 時，兩條Boost 支路在交錯工作時會有一段時間出現(xiàn)同時工作的情況，這種工作方式要復(fù)雜些，所以，對占空比d＞0.5 時的工作狀態(tài)進(jìn)行詳細(xì)的分析。

圖3 占空比隨時間的變化規(guī)律 Fig.3 Duty cycle changes with the time

如圖4所示，從t0時開始一直到t16時是一個開關(guān)周期Ts，其中VGS1、VGS2以及VGS3分別是開關(guān)管S1、S2和S3的驅(qū)動波形，VDS1是開關(guān)管S1兩端的電壓波形，iDS1是開關(guān)管S1中流過的電流波形，iL3和VC2分別是輔助回路諧振時的諧振電感的電流和諧振電容的電壓，VD1和iD1對應(yīng)的是二極管D1的電壓和電流。

圖4 占空比d＞0.5 時選定拓?fù)涞睦硐氩ㄐ?Fig.4 Ideal waveform of this converter withd＞0.5

下面對該電路的工作原理進(jìn)行詳細(xì)的分析，因為交錯并聯(lián)的兩條boost 支路在工作時是共同使用同一個軟開關(guān)電路，即軟開關(guān)電路一直處于工作狀態(tài)，所以軟開關(guān)電路中的輔助開關(guān)管S3的開關(guān)頻率是boost 電路主開關(guān)S1、S2的2 倍。從t0 時刻到t8時刻的這個過程，電路中的開關(guān)管S1是工作在軟開關(guān)的工作模式。從t8時刻到t16時刻的這個過程與t0時刻到t8時刻的過程的原理和方式是相同的，所以只需對其中的一個過程，t0時刻到t8時刻這個過程進(jìn)行分析。

模式1：如圖5所示，在t0之前，開關(guān)管S1、S3都處于關(guān)斷的狀態(tài)，開關(guān)管S2處于開通狀態(tài)。這時輸入電感L1通過二極管D1給負(fù)載供電，電感L2的電流流經(jīng)開關(guān)管S2。在t0時刻，S3開通，開關(guān)管S3在諧振電感L3的作用下，實現(xiàn)了軟開通。流過電感L3的電流開始線性上升，二極管D1中的電流逐漸減小，這樣就使二極管D1的反向恢復(fù)損耗減小了。

圖5 模式1：t0＜t＜t1 Fig.5 Model 1：t0＜t＜t1

電容C1上的電壓為Vo，電感L3上的電流為：

模式2：如圖6所示，在t1時刻，流過D1的電流逐漸下降到0。C1開始放電，L3和C1進(jìn)行諧振，L3上的電流逐漸上升。在t2時刻，C1放電完畢，C1兩端的電壓降為0。

圖6 模式2：t1＜t＜t2 Fig.6 Model 2：t1＜t＜t2

在這個過程中，L3 電流和C1 電壓為

模式3：如圖7所示，在t2時刻，電感L3中的電流為最大值。在這個階段，L3的電流通過S3和主開關(guān)S1的反并聯(lián)二極管流通。iL3的最大值可由下式表示：

圖7 模式3：t2＜t＜t3 Fig.7 Model 3：t2＜t＜t3

在這個過程中，主開關(guān)S1滿足零電壓轉(zhuǎn)換的條件，假設(shè)穩(wěn)態(tài)時，電感L1中的電流是輸入電流的二分之一，對主開關(guān)S1的延遲td可以表示為

模式4：如圖8所示，在t3時刻，主開關(guān)S1開通，同時輔助開關(guān)S3關(guān)斷，在這個過程中，輸入電感L1、L2 中的電流分別流經(jīng)主開關(guān)管S1和S2。這時二極管D5 以零電壓方式開通，L3和C2經(jīng)過D5 開始諧振，L3開始給電容C2充電，L3中的電流逐漸減小，C2兩端的電壓開始上升。由于C2的作用，使輔助開關(guān)S3兩端電壓上升率受到了限制，S3以零電壓方式關(guān)斷。

圖8 模式4：t3＜t＜t4 Fig.8 Model 4：t3＜t＜t4

這期間方程為

模式5：如圖9所示，在t4時刻，開關(guān)管S2關(guān)斷，L2開始通過D2給C1充電，L3和C2繼續(xù)諧振，此時輔助開關(guān)S3兩端電壓達(dá)到輸出電壓Vo。由于電容C2的作用，對開關(guān)管S2兩端電壓上升的速率進(jìn)行了限制，使S2關(guān)斷時近似為零電壓關(guān)斷。

圖9 模式5：t3＜t＜t5 Fig.9 Model 5：t3＜t＜t5

模式6：如圖10所示，在t5時刻，電容C2兩端電壓上升到Vo，這時C2開始通過D6放電。電感L3的電流也通過D5輸入到負(fù)載。當(dāng)L3的電流降到0 時，電容C2繼續(xù)放電，這一階段結(jié)束。

圖10 模式6：t5＜t＜t6 Fig.10 Model 6：t5＜t＜t6

模式7：如圖11所示，在這一過程中，此時開關(guān)管S1開通，C2繼續(xù)通過D6放電，C1繼續(xù)充電，電容C2兩端的電壓降到0，C1電壓上升到輸出電壓Vo。D6在沒有反向恢復(fù)的情況下關(guān)斷。

圖11 模式7：t6＜t＜t7 Fig.11 Model 7：t6＜t＜t7

模式8：如圖12所示，在t7時刻C2的電壓降為0，D2開始導(dǎo)通。在這一過程中，電感L1的電流通過主開關(guān)S1，電感L2的電流通過主開關(guān)D2，這一過程直到輔助開關(guān)S3的再次開通才結(jié)束。

圖12 模式8：t7＜t＜t8 Fig.12 Model 8：t7＜t＜t8

模式9-16 的原理與前面分析的模式1-8 類似，這里就不做分析了。

3 仿真驗證

3.1 交錯并聯(lián)Boost 變換器的仿真

根據(jù)前面對對交錯并聯(lián)Boost 電路的工作原理的分析，利用PSpice 軟件對電路進(jìn)行搭建并進(jìn)行仿真，搭建的原理圖如圖13所示，該電路的主要參數(shù)為：輸入電壓Vin=50 V，電感L1=L2=1 mH，輸出電容C=440 μH，負(fù)載R=100 Ω，工作頻率為50 kHz，開關(guān)管S1、S2的開通時間均為11 μs。

圖13 交錯并聯(lián)Boost 變換器的仿真原理圖 Fig.13 PSpice simulink circuit principle diagram of boost converter

由于電路是交錯并聯(lián)型的，所以兩路boost 電路的開關(guān)管S1和S2的脈寬調(diào)制信號在相位上要相差180 度。如圖14所示，是兩路電感電流在開關(guān)頻率內(nèi)的放大波形，通過波形可以看到電感L1、L2的電流交替上升，相位相差180 度。能夠是疊加后的電流的紋波大大減少。

圖14 電感電流波形 Fig.14 Inductor current waveform

如圖15和16 所示，是開關(guān)管S1和S2兩端的電壓以及通過的電流的波形，從圖中可以看出，當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷時，開關(guān)管兩端的電壓等于輸出電壓，開關(guān)管的電壓和電流波形有交疊區(qū)，說明此時開關(guān)管工作在硬開關(guān)狀態(tài)，開關(guān)損耗較大，對降低系統(tǒng)的效率。

圖15 開關(guān)管S1電壓和電流波形 Fig.15 Voltage and current waveforms of S1

圖16 開關(guān)管S2電壓和電流波形 Fig.16 Voltage and current waveforms of S2

如圖17所示，為開關(guān)管S2在關(guān)斷時刻電壓和電流的波形的放大圖。從圖中可以看出，在關(guān)斷時，開關(guān)管兩端的電壓沒有立即上升到輸入電壓，而且開關(guān)管的電流也沒有立即下降到零，在這段時間會產(chǎn)生損耗，就是關(guān)斷損耗。

圖17 開關(guān)管S2關(guān)斷時刻電壓和電流波形 Fig.17 Voltage and current waveforms of S2 on-off time

3.2 ZVT-PWM 交錯并聯(lián)Boost 變換器的仿真

下面利用PSpice 軟件對ZVT-PWM 交錯并聯(lián)Boost 變換器進(jìn)行了開環(huán)的仿真驗證，搭建的電路原理圖如圖18所示，電路的主要參數(shù)為：Vin=50 V，L1=L2=1 mH，L3=15 uH，C=440 uH，C1=1 nF，C2=10 nF，負(fù)載R=100 Ω。開關(guān)頻率是50 kHz，開關(guān)管S1和S2的開通時間均為11μs，由于采用交錯控制方法，在每個開關(guān)周期內(nèi)S2都要比S1延遲二分之一個開關(guān)周期開通，S3為ZVT 輔助網(wǎng)絡(luò)的開關(guān)管，開關(guān)頻率為100 kHz，開通時間為2μs。

圖18 ZVT-PWM 交錯并聯(lián)Boost 變換器仿真原理圖 Fig.18 PSpice simulink circuit principle diagram of ZVT-PWM boost converter

如圖19所示，為驅(qū)動開關(guān)管S1、S2以及S3的脈寬調(diào)制信號波形，從波形圖中能夠看出，輔助開關(guān)S3的開關(guān)頻率是主開關(guān)管S1和S2工作頻率的兩倍。而且在每個開關(guān)周期開關(guān)管S1和S2導(dǎo)通前，S3都要提前開通一段時間，這也是為實現(xiàn)主開關(guān)的零電壓轉(zhuǎn)換的條件。輔助開關(guān)也能夠工作在軟開關(guān)模式，如圖20所示，輔助開關(guān)S3近似實現(xiàn)了零電流開通和零電壓關(guān)斷。

圖19 驅(qū)動信號波形 Fig.19 Driving signal waveforms

圖20 輔助開關(guān)S3 的電壓和電流波形 Fig.20 Voltage and current waveforms of S3

圖21為開關(guān)管S1的電壓和電流波形，圖22為開關(guān)管S2的電壓和電流波形，通過與前面仿真的硬開關(guān)的波形進(jìn)行對比，可以發(fā)現(xiàn)明顯的不同。從波形圖中可以看出，在開關(guān)管S2開通之前，開關(guān)管的電壓已經(jīng)降為零，實現(xiàn)了零電壓開通。在開關(guān)管S2關(guān)斷之前，電壓為零，實現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。

圖21 開關(guān)管S1的電壓和電流波形 Fig.21 Voltage and current waveforms of S1

圖22 開關(guān)管S2的電壓和電流波形 Fig.22 Voltage and current waveforms of S2

圖23為諧振電容C2與輔助電感L3的諧振過程，當(dāng)電流自然過零時，使器件關(guān)斷，當(dāng)電壓為零時，使器件開通，降低了損耗。

圖23 C2兩端電壓與L3的電流波形 Fig.23 Voltage waveforms of C2 and current waveforms of L3

4 結(jié)論

本文對零電壓轉(zhuǎn)換交錯并聯(lián)型的boost PFC 變換器的工作原理，對電路工作時的各個模態(tài)進(jìn)行了詳細(xì)的分析。交錯并聯(lián)技術(shù)使該變換器輸入輸出電流的紋波減小了，降低了EMI 濾波器的設(shè)計要求。提高了功率密度。軟開關(guān)的引入降低了開關(guān)管的開關(guān)損耗和二極管的反向恢復(fù)損耗。提高了變換器的效率。并利用PSpice 軟件對電路進(jìn)行了仿真分析。通過對仿真波形的分析驗證了該電路的有效性和正確性。

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