張亞洲,李 智

(四川大學電子信息學院,成都610064)

大氣激光通信中壓縮數(shù)字脈沖間隔調(diào)制技術(shù)*

張亞洲**,李 智

(四川大學電子信息學院,成都610064)

為了提高大氣光通信信息傳輸?shù)母咝院涂煽啃?提出一種壓縮數(shù)字脈沖間隔調(diào)制(CDPIM)技術(shù)。該技術(shù)對相鄰4位信息碼組分別經(jīng)PPM編碼后,把編碼脈沖之間多余的空閑時隙用分段壓縮碼進行替換來進行編碼。描述了CDPIM的符號結(jié)構(gòu),運用Matlab對發(fā)射功率、頻帶利用率、信道容量占用率、傳輸誤包率等的仿真結(jié)果表明:在相同位分辨率4時,CDPIM的發(fā)射功率比FDPIM的發(fā)射功率節(jié)約23%,CDPIM的頻帶利用率比DPIM的頻帶利用率提高72%,CDPIM的傳輸容量比OOK的傳輸容量提高67%。在相同信噪比2時,CDPIM的誤包率比DPIM的誤包率提高60%,而且CDPIM調(diào)制技術(shù)能對接收的錯誤碼組進行有效的自我糾錯。

大氣激光通信;壓縮數(shù)字脈沖間隔調(diào)制;發(fā)射功率;頻帶利用率;信道容量占用率;誤包率

1 引 言

無線光通信普遍采用強度調(diào)制/直接檢測(Intensity Modulation/Direct Detection,IM/DD)系統(tǒng),其主要調(diào)制方式為開關(guān)鍵控(OOK)[1]、脈沖位置調(diào)制(Pulse Position Modulation,PPM)、數(shù)字脈沖間隔調(diào)制(Digital Pulse Interval Modulation,DPIM)、定長數(shù)字脈沖間隔調(diào)制(Fixed Length Digital Pulse Interval Modulation,FDPIM)。PPM首先由Pierce提出并應用于大氣光通信[2],Ding和Ke等人給出了PPM調(diào)制/解調(diào)的硬件實現(xiàn)方案[3],進一步提出了DAPPM,并研究在相同位分辨率的條件下,DAPPM與OOK、PPM和DPIM的性能關(guān)系[4]。1998年,Hayes提出了DPIM調(diào)制解調(diào)方法,對其編碼性能、傳輸容量、功率譜和誤碼率等進行了研究[5-6]。1999年Aldibbiat提出了雙頭脈沖間隔調(diào)制(Dual Header Pulse Interval Modulation,DHPIM),這種調(diào)制方式提高了數(shù)據(jù)傳輸效率[7]。北京大學的胡宗敏對DPIM的編碼結(jié)構(gòu)、發(fā)射功率和帶寬需求進行的研究表明, DPIM的系統(tǒng)實現(xiàn)較PPM大大簡化,具有更高的功率效率[8]。陳錦妮等人于2012年對無線激光通信的類脈沖位置調(diào)制的性能進行了比較,結(jié)果表明, PPM提高了功率利用率,但其帶寬效率差,而且需要符合同步;DPIM縮短了編碼符號長度,帶寬效率高,不需要符號同步;DHPIM提高了帶寬效率和傳輸容量,不需要符號同步,系統(tǒng)實現(xiàn)難度低[9]。張鐵英等人指出DPIM調(diào)制技術(shù)存在編碼符號長度不固定的問題,提出了定長數(shù)字脈沖間隔調(diào)制(Fixed Length Digital Pulse Interval Modulation,FDPIM),并給出了編碼結(jié)構(gòu),分析了平均功率和帶寬需求。在弱湍流信道模型下推導了FDPIM的誤包率[10]。2011年,崔煒將FDPIM調(diào)制技術(shù)應用于室內(nèi)無線光通信,其研究結(jié)果說明,其系統(tǒng)在信道數(shù)達到8時可以實現(xiàn)1 080 Mb/s的數(shù)據(jù)率[11-12]。同年,楊宇等人提出了OOK、PPM、DPIM的反向調(diào)制方式,討論了它們的發(fā)射功率、誤時隙率等性能[13]。

針對DPIM、FDPIM存在的頻帶利用率低、傳輸容量低和誤碼率高的問題,本文提出了一種壓縮數(shù)字脈沖間隔調(diào)制(Compressed Digital Pulse Interval Modulation,CDPIM),設計了CDPIM的編碼結(jié)構(gòu),理論推導其發(fā)射功率、頻帶利用率、傳輸容量和誤包率,并和OOK、PPM、DPIM和FDPIM進行比較。利用Matlab仿真工具,研究其在弱湍流信道模型下的發(fā)射功率、頻帶利用率、傳輸容量和誤包率隨位分辨率的變化趨勢。結(jié)果表明,隨位分辨率的增加,CDPIM與OOK、PPM、DPIM和FDPIM相比有更高的頻帶利用率、更大的傳輸容量和較小的誤包率,而且不需要符號同步,系統(tǒng)實現(xiàn)復雜度也得到降低。

2 CDPIM調(diào)制方式的編解碼規(guī)則

以位分辨率4(即信息碼組包含4個比特)、信息比特10101011為例,分析壓縮數(shù)字脈沖間隔調(diào)制的編解碼規(guī)則。壓縮數(shù)字脈沖間隔調(diào)制(CDPIM)的起始時刻是高脈沖,后加一個保護空時隙,然后對調(diào)制階數(shù)約束的數(shù)組信息進行壓縮編碼。

首先對信息比特按照位分辨率4進行分組,并對各碼組對應的十進制數(shù)值所包含的空閑時隙數(shù)目進行判斷,若空閑時隙數(shù)值是大于等于4且小于8,將該部分空閑時隙壓縮為01;若判斷空閑時隙數(shù)值是大于8,則將該部分空閑時隙壓縮為10,同時判斷去掉8個空閑時隙后剩余的空閑時隙數(shù)目是否滿足大于等于4且小于8,若滿足則壓縮為01,若該部分空閑時隙數(shù)目仍是大于8的,則將該部分空閑時隙壓縮為10,否則,將剩余的空閑時隙進行保留,正常進行調(diào)制編碼。為便于比較,圖1中也繪制了開關(guān)鍵控、脈沖位置鍵控、數(shù)字脈沖間隔調(diào)制和定長數(shù)字脈沖間隔調(diào)制的編碼結(jié)構(gòu)圖形。針對本例傳輸?shù)男畔?0101011,依據(jù)壓縮數(shù)字脈沖間隔調(diào)制規(guī)則編碼后,其編碼信息為1010001010000,其編碼流程如圖2所示。

圖1 5種調(diào)制方式的符號結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Five modulation modes structure of symbol

圖2 CDPIM編碼流程圖Fig.2 CDPIM coding flow chart

接收端通過光電探測器將接收的光信號進行光電轉(zhuǎn)換,并經(jīng)調(diào)理電路處理后,開始進行解調(diào)。假設同步時序控制電路能對接收信號進行同步控制,其解調(diào)流程圖如圖3所示。

圖3 CDPIM解調(diào)流程圖Fig.3 CDPIM demodulation flow chart

3 OOK、PPM、DPIM、FDPIM和CDPIM的性能分析

本文假設在弱湍流信道、無多徑效應、碼速率相同和同步電路實現(xiàn)同步解調(diào)的條件下[14-15],對歸一化發(fā)射功率、頻帶利用率、信道容量占用率、傳輸誤時隙率和糾錯能力進行了Matlab仿真。

3.1 歸一化發(fā)射功率

假設一個脈沖的發(fā)射功率為P1,需要發(fā)射的數(shù)字符號轉(zhuǎn)換成二進制數(shù)為n位,且0和1出現(xiàn)的概率相等。OOK調(diào)制方式的歸一化發(fā)射功率為P1/2; PPM調(diào)制方式的歸一化發(fā)射功率為P1/2M[8];DPIM最小編碼時隙數(shù)為2,最大時隙數(shù)為2M+1,平均時隙數(shù)為(2M+3)/2,其歸一化發(fā)射功率為2P1/2M+3[8]; FDPIM的編碼時隙數(shù)目為2M+4,其中“1”為3位,其余為“0”,歸一化發(fā)射功率為3P1/(2M+4)[9];CDPIM編碼位數(shù)不固定,最小時隙數(shù)為2,最大時隙數(shù)為2M-7,平均時隙數(shù)為(2M-5)/2,其歸一化發(fā)射功率為2P1/(2M-5)。OOK、PPM、DPIM、FDPIM和CDPIM歸一化發(fā)射功率的仿真結(jié)果如圖4所示,在調(diào)制階數(shù)為5之前,CDPIM調(diào)制方式的歸一化發(fā)射功率比其他幾種調(diào)制方式要小(OOK除外),這是因為在傳輸相等編碼信息量時,CDPIM調(diào)制方法所含的高脈沖數(shù)量相對比其他幾種調(diào)制方法小,這樣需要的發(fā)射功率相對較小。當調(diào)制階數(shù)M大于5后,CDPIM與FDPIM、DPIM和PPM相差不大。這是由于M大于5后,CDPIM、DPIM和PPM的編碼長度變大,所包含的高脈沖數(shù)也會增加。而FDPIM雖然長度固定,但在傳輸相等信息量時,需要多次傳輸才能完成,這也增加了高脈沖數(shù)量,從而增加了發(fā)射功率。

圖4 歸一化發(fā)射功率圖形Fig.4 The normalized transmission power

3.2 頻帶利用率

當輸入序列以Rbb/s的速率進行傳輸時,所需要的最小帶寬為B,則頻帶利用率為η=Rb/B。假設碼元的進制為2M,一個碼元的時間間隔為Ts= 1/Rb,采用發(fā)射脈沖占空比為γ,OOK調(diào)制方式的一個時隙長度Took=Ts/M,則其帶寬為B= 1/(λTook),其頻帶利用率為[14]

PPM調(diào)制方式的一個時隙時間長度為Tppm= Ts/2M,則其帶寬為B=1/(λTppm),頻帶利用率為[8]

假設DPIM調(diào)制方式最長的時隙數(shù)為Ts,它的一個時隙長度為Tdpim=2Ts/(2M+3),則其帶寬為B =1/(λTdpim),頻帶利用率[9]為

FDPIM的一個時隙長度為Tfdpim=Ts/(2M+4),帶寬為B=1/(λTfdpim),則其頻帶利用率[9]為

CDPIM的一個時隙長度為Tcdpim=2Ts/(2M-5),帶寬為B=1/(λTcdpim),則其頻帶利用率為

5種不同調(diào)制方式的頻帶利用率仿真結(jié)果如圖5所示。

圖5 歸一化頻帶利用率圖形Fig.5 Normalized band utilization graph

由圖5可知,在調(diào)制階數(shù)M小于5之前,CDPIM調(diào)制方式比PPM、DPIM和FDPIM等調(diào)制方式的頻帶利用率高,但比OOK調(diào)制方式低。這是由于在相同的編碼信息包內(nèi),CDPIM調(diào)制技術(shù)表示用戶信息量所需的相對比特數(shù)最少,占用頻帶資源也最少,從而其頻帶利用率更高。隨著調(diào)制階數(shù)M的增加,幾種調(diào)制方法的頻帶利用率都是降低的(OOK調(diào)制方式除外)。這是因為調(diào)制階數(shù)M的增加將引起編碼信息包內(nèi)所含的高脈沖數(shù)相對增加,傳輸整個編碼信息包所需帶寬也相應增加,頻帶利用率相應減小。

3.3 信道傳輸容量

假設OOK的傳輸容量為M b/symbol,PPM和OOK的信道傳輸容量是相同的,DPIM的傳輸容量為2M( 2M+1)/(2M+3) b/symbol[8],FDPIM的信道傳輸容量2M/(2M+4) b/symbol[10],CDPIM的信道傳輸容量為2M( 2M+1)/(2M-5) b/symbol。上述各種調(diào)制方式信道傳輸容量占用率的仿真結(jié)果如圖6所示。從圖6可以得出,在調(diào)制階數(shù)M為4之前,CDPIM相比OOK、PPM、DPIM和FDPIM具有更高的信道傳輸容量,也就是說傳輸單位比特的信息,CDPIM所需要的信道帶寬是最小的。而且隨著調(diào)制階數(shù)M的增加,CDPIM比其他幾種調(diào)制方式具有更高的傳輸容量,即系統(tǒng)單位信道容量能同時傳輸更多的信息。這是由于壓縮編碼減少了在傳輸相同信息量時所需的相對比特數(shù),這樣所需的帶寬相對減小,從而增加了系統(tǒng)的相對傳輸容量。

圖6 信道傳輸容量Fig.6 Channel transmission capacity

3.4 誤時隙率和誤包率

文獻[1,3]給出了采用強度調(diào)制/直接檢測(IM/DD)的無線光通信系統(tǒng)的等價基帶信道模型,為了簡化討論,假設信道只受加性高斯白噪聲影響,且噪聲n( t)的均值為0,方差為。同時假設接收機的帶寬為無線寬,則抽樣判決器輸入端得到的x( t)在發(fā)送脈沖“1”時為+n( t),不發(fā)送脈沖時為n( t),其中St為判決器輸入端的信號峰值功率。若令判決門限為b,則將“1”錯誤判斷為“0”的概率記為p0/1,將“0”錯誤判斷為“1”的概率記為P1/0。具體的數(shù)學表達式分別為[8-9]

其中,P0和P1分別為發(fā)送“0”和“1”的概率,且P0+ P1=1。假設調(diào)制信息源中的“0”和“1”出現(xiàn)的概率相等,則在OOK調(diào)制方式中,其最佳判決門限為b=/2[1],則

同理可得PPM、DPIM、FDPIM和CDPIM的誤時隙率分別為[8-9]

考慮到光電探測器的接收孔徑一般在幾十厘米左右,在假設信道為弱湍流的前提下,接收的光信號功率近似服從對數(shù)正態(tài)分布,即[14-15]

當使用小孔徑接收閃爍信號時,可能因為光斑光強分布不均勻,接收位置改變引起閃爍強度的變化很大,只有加大接收孔徑到1 mm以上,記錄的閃爍強度才不和接收位置有關(guān)。所以,接收孔徑在10 cm左右時,可以認為接收功率也近似服從對數(shù)正態(tài)分布,即[14-15]

受接收孔徑的平均效應影響,系統(tǒng)的平均誤碼率(BER)為

CDPIM和DPIM的時隙個數(shù)不固定,一個時隙錯誤將導致其所在符號錯誤,無法用誤碼率來評價通信可靠性,為了使5種方法用統(tǒng)一的評價標準,所以選用誤包率進行比較。設一個數(shù)組包含M比特信息,經(jīng)過壓縮數(shù)字脈沖間隔調(diào)制后,平均時隙個數(shù)為ML/N。則誤時隙率可相應地轉(zhuǎn)換為誤包率,其表達式為[15-16]

將表達式(9)～(13)代入到式(17)中,可近似得到弱湍流信道模型下的壓縮數(shù)字脈沖間隔調(diào)制誤包率為[15]

考慮調(diào)制階數(shù)M=4的情況下,上述幾種調(diào)制方式的誤時隙率仿真數(shù)據(jù)結(jié)果如圖7所示。由圖7可以看到,在調(diào)制階數(shù)M=4的情況下,CDPIM的誤時隙率比OOK、PPM和FDPIM都低。隨著信噪比的提高,各個調(diào)制方式的誤時隙率都呈下降趨勢。同時,在調(diào)制階數(shù)M=4的情況下,各個調(diào)制方式的誤時隙率對各自所在已調(diào)信息包所產(chǎn)生的影響不同。圖8說明,在相同信噪比的情況下,CDPIM的誤時隙率對其所在已調(diào)信息包的影響最小,即誤包率最小。

圖7 誤時隙率Fig.7 Time slot error rate

圖8 誤包率Fig.8 Packet error rate

3.5 OOK、PPM、DPIM、FDPIM和CDPIM調(diào)制方式的糾錯能力分析

本文假設在弱湍流信道,無多徑效應,碼速率相同和同步電路實現(xiàn)同步解調(diào)的條件下,并以信息比特1010為例來分析5種調(diào)制方式的自我糾錯能力。在OOK調(diào)制方式中,如果信息比特1在接收端被錯誤判為0,信息比特0在接收端被錯誤判為1,而系統(tǒng)又無法預測錯誤的情況下,通信將無法正確實現(xiàn)。

PPM編碼信號受大氣信道干擾,如果在第10個脈沖之前或之后,亦或同時在第10個脈沖的前后空閑時隙處,發(fā)生任意多個比特錯誤,例如在接收端的第2和第6個時隙處都將空閑時隙0錯判為1,編碼信息變?yōu)?100010001此時系統(tǒng)將原發(fā)射信號會錯誤判決為0010、0100、0100 3個碼組,而實際只發(fā)送了1010一個碼組信息,這樣就會造成系統(tǒng)嚴重的錯判。當信息比特1010被DPIM編碼為100000000000后經(jīng)過大氣信道傳輸時,由于受大氣信道干擾,若導致接收端將第6個時隙處的空閑時隙0錯判為1,編碼信息變?yōu)?00001000000,此時系統(tǒng)將原發(fā)射信號會錯判為0011、0101兩個碼組,而實際只發(fā)送了1010一個碼組,這樣就會造成系統(tǒng)嚴重的錯判,無法正常進行通信。當信息比特1010被FDPIM編碼為10000000000011000000后經(jīng)過大氣信道傳輸時,由于受大氣信道干擾,若導致接收端將6個時隙處的空閑時隙0錯判為1,編碼信息變?yōu)?0000100000011000000,此時系統(tǒng)將陷入混亂,無法對接收的碼組進行解調(diào),原因是10000這部分編碼不滿足FDPIM的編碼規(guī)則,若將其舍棄,則剩余的接收碼組仍不符合FDPIM編碼規(guī)則。若在剩余的接收碼組后補充空閑時隙,將會引發(fā)后續(xù)碼組的混亂,這對整個編碼而言,是無法忍受的。

CDPIM對信息比特1010壓縮編碼為101000,該編碼若受大氣信道干擾,第6個時隙處發(fā)生一個錯碼,被接收端錯判為101001(緊連后續(xù)碼組的第一個時隙處為1),則系統(tǒng)根據(jù)CDPIM編碼規(guī)則將接收碼組糾正為101000;若編碼信息101000受大氣信道干擾發(fā)生兩個錯判,例如接收端將該碼組錯判為011000,系統(tǒng)依據(jù)CDPIM編碼規(guī)則,發(fā)現(xiàn)0110實際上代表了12個空閑時隙,但在同步電路有效控制下,和參考前后相鄰正確編碼的情況下,系統(tǒng)會強制將0110轉(zhuǎn)換為1010,這樣錯誤碼組011000就被糾正為101000,成功實現(xiàn)了系統(tǒng)的自我糾錯。

上述分析說明:在傳輸碼速率相同和同步電路有效工作的情況下,CDPIM調(diào)制編碼技術(shù)相比OOK、PPM、DPIM和FDPIM調(diào)制技術(shù)具有更強的自我糾錯能力,也驗證了CDPIM調(diào)制技術(shù)比其他5種調(diào)制技術(shù)具有更低的傳輸誤包率。

4 結(jié)束語

本文提出了一種CDPIM方法,該方法利用PPM的編碼思路和DPIM編碼中起始標志和保護時隙結(jié)構(gòu),將PPM編碼中冗余的空閑時隙用壓縮編碼來代替,減少了發(fā)射等待時隙,提高了頻帶利用率,同時添加DPIM中的起始標志和保護時隙,消除了接收端解調(diào)時符號同步的問題。仿真結(jié)果表明:CDPIM調(diào)制方式在頻帶利用率、信道容量占用率、誤時隙率和誤包率等方面具有明顯的優(yōu)勢。雖然CDPIM調(diào)制技術(shù)在頻帶利用率、信道傳輸容量、誤包率和糾錯能力等方面得到了明顯提高,但是CDPIM調(diào)制技術(shù)存在的發(fā)射功率增加、編碼長度不固定等問題,還需要進一步的改進研究。

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ZHANG Ya-zhou was born in Jingzhou, Hubei Province,in 1986.He is now a graduate student.His research concerns circuit and communication system design.

Email:asian198609@gmail.com

李 智(1975—),男,博士,副教授,主要從事無線傳感器與多媒體信息融合、智能信號處理、機器人與嵌入式開發(fā)方面的研究。

LI Zhi was born in 1975.He is now an associate professor with the Ph.D.degree.His research concerns wirless sensior, multimedia information fusion,intelligent signal processing,robotics and embedded development.

Email:dr.elitelee@gmail.com

Compressed Digital Pulse Interval Modulation Technology in Atmospheric Laser Communication

ZHANG Ya-zhou,LI Zhi
(School of Electronic and Information,Sichuan University,Chengdu 610064,China)

In order to improve the efficiency and reliability of information transmission in atmospheric laser communication,a method called compressed digital pulse interval modulation technology is proposed.The technology eliminates the extra free time slots in coordination with the rules of subsection compression coding after the pulse position modulation(PPM)for four adjacent information code groups is finished.In this paper,the CDPIM′s symbol structure is described,the CDPIM with the OOK,PPM,DPIM and FDPIM modulation method in aspects of transmission power,transmission package error rate,band utilization rate and channel capacity utilization is compared by Matlab.The experiment shows that,at the same bit resolution(4),the CDPIM,compared with the FDPIM,saves 23%transmission power.The band utilization rate of CDPIM increases by 72%than the DPIM′s.The transmission capacity of CDPIM increases by 67% than that of the OOK.The simulation also illustrates that,at the same signal-to-noise ratio(2),the packet error rate of CDPIM increases by 60%than the DPIM′s.Meanwhile,the CDPIM modulation technology can achieve the function of self-repair effectively.

atmospheric laser communication;compressed digital pulse interval modulation;transmission power;band efficiency;channel capacity occupancy rate;package error rate

China Academy of Engineering Physics-Sichuan University Innovation Fund

date:2013-05-28;Revised date:2013-07-23

中國工程物理研究院-四川大學協(xié)同創(chuàng)新聯(lián)合基金

**通訊作者:asian198609@gmail.com Corresponding author:asian198609@gmail.com

TN929.12

A

1001-893X(2013)10-1367-07

張亞洲(1986—),男,湖北荊州人,碩士研究生,主要從事電路與通信系統(tǒng)設計等方面的研究;

10.3969/j.issn.1001-893x.2013.10.022

2013-05-28;

2013-07-23