許連丙

（山西天地礦山技術(shù)裝備有限公司，山西 太原030016）

一個標準變頻器的拓撲結(jié)構(gòu)一般由二極管組成的六脈波整流單元和由IGBT組成的逆變單元組成。在這個拓撲結(jié)構(gòu)中由IGBT組成的逆變單元和電機可以近似的看成是一個獨立的電流源，這個電流源有著兩種工作狀態(tài)：

（1）當電機處于電動狀態(tài)時，電流經(jīng)過二極管整流單元從電網(wǎng)流入直流母線，再從直流母線經(jīng)過逆變單元流入電機驅(qū)動負載.

（2）當電機處于發(fā)電狀態(tài)時，電流從電機經(jīng)過逆變單元流入直流母線，但由于二極管的單向?qū)ㄐ?，此時電流并不能通過二極管整流單元流回電網(wǎng)。由于能量的集聚，直流母線的電壓就會一直升高直到觸發(fā)變頻器的過壓保護。因此這種標準的變頻器拓撲結(jié)構(gòu)就要求電機只能處于電動狀態(tài)，而不能是發(fā)電狀態(tài)，當然這種絕對的電動狀態(tài)在實際工業(yè)應(yīng)用中是不存在的。

1 制動方法介紹

1.1 能耗制動

為了防止電機發(fā)電狀態(tài)下直流母線的無限制上升近而觸發(fā)變頻器的過壓保護，一種比較普遍而且簡單的方法是在變頻器的直流母線上加裝能耗電阻，用于消耗電機發(fā)電狀態(tài)時回饋給直流母線的能量，這種方法稱之為能耗制動[1~2]。能耗制動單元中功率電阻的選擇一般為變頻器額定功率的10%。通過間歇性的開通和關(guān)斷制動單元中的功率管就可以將直流母線上的能量消耗在制動單元中的電阻上，以確保變頻器的過壓保護不被觸發(fā)，同時為變頻器提供制動能力。當然在功率管的頻繁開關(guān)中，功率管會發(fā)熱，為了防止功率管過熱而燒壞，必須提供可以將制動單元從直流母線切斷的控制回路。能耗制動單元的最大優(yōu)點就是其與電網(wǎng)的波動沒有太大關(guān)系，具有相對的獨立性。

1.2 VSC與PWM整流

與能耗制動相比較，在變頻器的前端加裝VSC[4]或者PWM[5]整流單元是一種更高效且更經(jīng)濟的方法，這兩種方法可以將制動過程中的能量回饋給電網(wǎng)而不是以熱量的形式消耗到電阻上。在變頻器中采用PWM整流（而不是二極管整流）可以使變頻器四象限運行，并且可以將直流母線電壓設(shè)定在任何一個定值。

1.3 工頻回饋

工頻回饋[3]（RB）是一種高效且新穎的控制方式，其主回路拓撲結(jié)構(gòu)由1個或者2個IGBT開關(guān)管和六脈波二極管整流橋組成（如圖1所示）。RB是介于能耗制動和VSC之間一種折中的控制方式，該控制方式僅僅工作于變頻器的回饋狀態(tài)（即電機的發(fā)電狀態(tài)下），其比VSC有更高的效率，然而在電動狀態(tài)下，RB和VSC輸入電流都相差不大，都有高的電流畸變率。

圖1 并聯(lián)RB單元變頻器主回路

2 工頻回饋拓撲結(jié)構(gòu)及其原理

2.1 工頻回饋的拓撲結(jié)構(gòu)

工頻回饋（RB）利用三相IGBT橋可以工作于變頻器的電動和制動狀態(tài)下,電動狀態(tài)時采用與IGBT反并聯(lián)的續(xù)流二極管整流,制動時通過驅(qū)動IGBT來實現(xiàn)能量的反向流動。

圖1是一個并聯(lián)有RB單元變頻器主電路的拓撲結(jié)構(gòu)，這個拓撲結(jié)構(gòu)為變頻器的回饋電流提供了回流電網(wǎng)的通路。回饋電流通過RB單元和與之相串連的電抗器流回電網(wǎng)。電動狀態(tài)下的電流流向與沒有回饋單元的變頻器相同，都是通過變頻器前端的三相二極管整流單元從電網(wǎng)流向直流母線。由于RB單元電抗器的存在，在電動狀態(tài)時RB回饋單元中IGBT的續(xù)流二極管中流過的電流只占總電流很小的一部分。但如果使用RB單元替代變頻器的二極管整流單元，所有電動狀態(tài)下電流都將由RB單元中的續(xù)流二極管提供。

2.2 工頻回饋的原理及其工作模式

以回饋電流的大小為依據(jù)可以將RB單元的工作狀態(tài)分為正常工作模式、軟件過載模式、硬件過載模式三種。

（1）正常工作模式

圖2給出了RB單元的控制功能框圖，當變頻器處于制動狀態(tài)時，正常工作模式下電網(wǎng)側(cè)線電流（Ia，Ib，Ic）比軟件限流值（Ilim）要小，此時回饋單元中的電流限制模塊不會被激活。RB單元中的各個功率管（IGBT）在自然換相點導(dǎo)通和關(guān)斷，其導(dǎo)通角度為120 deg。

圖2 RB單元功能框圖

下面以A相為例說明其導(dǎo)通和關(guān)斷的原理。如圖3所示，其中t0和t2之間即為A相正常工作模式下的導(dǎo)通角度，在這段時間內(nèi)A相與B相之間的線電壓Uab在所有三個線電壓中最大而與直流母線電壓的電壓差最小，此時圖4中的功率管A和B-導(dǎo)通，其余功率管處于關(guān)斷狀態(tài)。在時間t2與t1之間，線電壓Uac在三相線電壓中最大且與直流母線的電壓差最小，同理功率管A和C-導(dǎo)通。在這些導(dǎo)通時間內(nèi)，始終驅(qū)動與直流母線電壓有著最小電壓差的那線電網(wǎng)側(cè)回路的IGBT導(dǎo)通，關(guān)斷其余兩線回路的IGBT（對純電阻負載），通過這樣的方式使得直流母線的能量流回到電網(wǎng)，實現(xiàn)能量的回饋。

圖3 RB單元功率管導(dǎo)通條件

圖4 RB單元主回路

圖5比較詳細的說明了圖4中能量回饋時IGBT的開通與關(guān)斷的情況。由同步鎖相環(huán)（PLL如圖2所示）產(chǎn)生的三相同步信號與其相對應(yīng)的相電壓有一個δs的相位差。圖5（b）中的同步信號與一條IGBT的導(dǎo)通線cl相比較：0.5

圖5 電壓信號與觸發(fā)信號的相位關(guān)系

圖5（c）中的波形EFa即為A相回路在正常工作模式下的驅(qū)動信號，其與圖2中PWM調(diào)制波模塊中產(chǎn)生的A相調(diào)制波Ma相對應(yīng)。調(diào)制波Ma與幅值為+-1的三角載波fc比較產(chǎn)生A相橋臂IGBT的觸發(fā)脈沖。當Ma=1時，在圖4中的a相橋的上功率管在整個載波周期內(nèi)都導(dǎo)通，下橋臂的功率管關(guān)斷；當Ma=-1時，a相橋的上功率管關(guān)斷，下橋臂功率管導(dǎo)通；當EFa=0時，a相橋的上下兩個功率管都關(guān)斷。在正常工作模式下每一個導(dǎo)通的功率管在整個導(dǎo)通時間δc內(nèi)都導(dǎo)通，即每個功率管的導(dǎo)通角度都是120 deg。功率管的導(dǎo)通頻率與電網(wǎng)的頻率相同，此時功率管的開關(guān)損失很小。通過合理的設(shè)計，選擇合適的功率等級或者通過控制變頻器的減速時間能夠充分保證RB單元工作于正常工作模式。

（2）軟件電流限制模式

當變頻器急停車或者是工況要求變頻器有著高的速度變化率時，直流母線電壓上升就很快，這就造成了一種現(xiàn)象的出現(xiàn)，即回饋電流等于或者大于軟件限制電流Ilim，此時圖2中的電流調(diào)節(jié)器將起作用。圖6中詳細描述了當回饋電流絕對值大于軟件限制電流時A相電流調(diào)節(jié)器工作的情況。當A相電流的絕對值大于軟件限制電流時，軟件限制電流與A相電流的絕對值的差值經(jīng)過IF調(diào)節(jié)模塊，其二者的偏差信號與電流調(diào)節(jié)器的的比例系數(shù)Kp以及軟件限制模式的驅(qū)動信號SLFa相乘，所得到的值再與正常工作模式驅(qū)動信號EFa相減得到調(diào)制信號ma。

圖6 軟件電流限制模塊功能框圖

圖5（d）描述了EFa和SLFa的相位關(guān)系。從其相位關(guān)系可以看出，SLFa只存在于導(dǎo)通角的后半個周期，在導(dǎo)通角的前半個周期內(nèi)，各個功率管依據(jù)正常工作模式時的工作方式導(dǎo)通和關(guān)斷，而在后半個周期經(jīng)過軟件電流限制模塊處理得到的調(diào)制波Ma通過減小后半個周期功率管的導(dǎo)通時間達到限制電流的目的。A相導(dǎo)通角的前半個周期正好是C相導(dǎo)通角的后半個周期，當線電流大于軟件限制電流時，其余相也通過相同的方法限制了線電流的增大。通過這種控制策略可以輕松實現(xiàn)對線電流的控制，并且可以保證電流平滑變化的同時實現(xiàn)高效率的能量回饋。

（3）硬件電流限制模式

當交流網(wǎng)側(cè)電壓有突然大的下降時，線電流會激增以至于超過軟件限流值達到功率管可以承載的極限電流，此時應(yīng)當將所有的功率管全部關(guān)斷以保護功率管免受損壞，由于所有功率管的關(guān)斷，線電流迅速降到0，在下一個采樣周期所有的功率管重新開始工作。如果網(wǎng)側(cè)的電壓波動持續(xù)存在時，進線電流將在0與極限電流之間以脈沖的形式持續(xù)存在。當這種情況持續(xù)發(fā)生并且時間足夠長時，直流母線的電壓就會持續(xù)升高直到觸發(fā)驅(qū)動器的過電壓保護。

3 工頻回饋的仿真與實現(xiàn)

通過在matlab/simulink中搭建仿真模型，圖8（b）即為仿真結(jié)果，其中Udc為變頻器的直流母線電壓，Ua為電網(wǎng)側(cè)的A相電壓，Iat為變頻器進線側(cè)電流，Iinν為變頻器的直流母線電流。圖8（b）中0.05 s之前變頻器處于電動狀態(tài)，0.05 s之后變頻器處于能量回饋狀態(tài)（即RB此時處于工作狀態(tài)）。從0.05 s前后直流母線電流方向的改變可以看出變頻器實現(xiàn)了能量的雙向流動。圖8（a）為RB單元工作時的實驗波形，其中波形1為電網(wǎng)側(cè)進線電流波形，波形2為電網(wǎng)側(cè)（電抗器的前級）的電壓波形。圖7中的波形為RB單元工作電抗器后級的電壓波形。

圖7 回饋電壓波形

圖8 工頻回饋仿真波形

4 結(jié)束語

工頻回饋具有三種控制模式，控制方法簡單，可以單獨使用，也可以集成于變頻器的內(nèi)部替代二極管的整流單元用以實現(xiàn)能量的回饋。通過適當?shù)卦O(shè)計可以保證工頻回饋單元工作于正常模式，此時各個功率管的導(dǎo)通角為120 deg，其導(dǎo)通頻率為工頻頻率，具有很小的損耗。而當電網(wǎng)有大的波動時，工頻回饋單元還有軟電流限制模式和硬件電流限制模式保證系統(tǒng)運行的安全、可靠。

[1]韓安榮.通用變頻器及其應(yīng)用[M].北京：機械工業(yè)出版社，2004.

[2]簡嘉亮.基于TMS320LF2811的變頻器能量回饋系統(tǒng)的設(shè)計與實現(xiàn)[J].電機與控制應(yīng)用，2006.

[3]J.W.Kolar，Hans Ertl,F.C.Zach，V.Blasko，V.Kaura and R.Lukaszewski，”A Novel Conceptfor Regenerative Braking of PWMVSIDrives Employing Loss-Free Braking Resistor,”[C].Atlanta,Georgia.Conf.Rec.of APEC97 Ann.February23-27,1997.Mtg.,pp.1241-1246

[4]吳隆安.能量回饋設(shè)計與實現(xiàn)[J].電力電子技術(shù)，1995（1）

[5]Juan W.Dixon,Boon-Teck Ooi,”Indirect Current Control lf a Unity Power Factor Sinusoidal Current Boost Type Three-Phase Rectifier,[C]”IFFF-Trans.on IndustrialElectromics,Vol.35,No.4,pp.508-515,November 1988。