王選宏，盧光躍

（1.西安郵電大學(xué)通信與信息工程學(xué)院，西安 710121；2.西安星河亮點(diǎn)信息技術(shù)有限公司，西安7 10075）

OFDM WLAN接收機(jī)IQ不平衡的時(shí)域補(bǔ)償新方法?

王選宏1，2，??，盧光躍1

（1.西安郵電大學(xué)通信與信息工程學(xué)院，西安 710121；2.西安星河亮點(diǎn)信息技術(shù)有限公司，西安7 10075）

針對采用高階調(diào)制的正交頻分復(fù)用（OFDM）系統(tǒng)在前端模擬處理過程中易遭受到同相相位和正交相位（IQ）不平衡影響的問題，提出了一種新的OFDM WLAN系統(tǒng)接收機(jī)IQ不平衡估計(jì)和補(bǔ)償方法。該方法利用較少的時(shí)域訓(xùn)練序列進(jìn)行IQ不平衡參數(shù)的估計(jì)及補(bǔ)償。仿真結(jié)果表明，該方法在降低了計(jì)算復(fù)雜度的同時(shí)，也獲得了較好的估計(jì)性能。

正交頻分復(fù)用；無線局域網(wǎng)；IQ不平衡；時(shí)域補(bǔ)償；低復(fù)雜度

1 引言

無線局域網(wǎng)（WLAN）在當(dāng)今已被廣泛應(yīng)用。根據(jù)IEEE802.11a/g標(biāo)準(zhǔn)，WLAN采用了OFDM技術(shù)。IQ不平衡對于解調(diào)性能的影響非常大，當(dāng)一個(gè)前端部件的性能不理想時(shí)就不能保證同相支路（I）與正交支路（Q）之間的能量平衡和相位正交，這就引起了IQ不平衡。特別是零中頻接收機(jī)或直接變換接收機(jī)結(jié)構(gòu)使用的越來越多，其使用模擬IQ隔離，IQ不平衡幾乎不可避免。由于高階數(shù)據(jù)調(diào)制技術(shù)在OFDM WLAN系統(tǒng)中的使用，即使通過現(xiàn)有的低成本的前端部件引入的IQ不平衡較小，也將對解調(diào)性能產(chǎn)生嚴(yán)重的影響。因此，為了避免高性能的前端導(dǎo)致的設(shè)備成本的巨大增加，必須引入補(bǔ)償IQ不平衡的數(shù)字算法來改善解調(diào)的性能［1-2］。

近來，對于OFDM傳輸中的IQ不平衡的補(bǔ)償問題，已有不少的研究成果，文獻(xiàn)［3-4］提出了OFDM系統(tǒng)IQ不平衡的自適應(yīng)補(bǔ)償方法，這類自適應(yīng)方法雖然能夠很好地補(bǔ)償IQ不平衡，但需要大量的訓(xùn)練序列和迭代運(yùn)算以獲得均衡器的系數(shù)。文獻(xiàn)［5］提出利用信道估計(jì)的結(jié)果進(jìn)行IQ不平衡參數(shù)估計(jì)，在時(shí)域進(jìn)行補(bǔ)償，該方法效果較好，但計(jì)算量較大，不適合在測量環(huán)境下及終端使用。文獻(xiàn)［6］采用頻域的方法進(jìn)行IQ不平衡參數(shù)的估計(jì)及補(bǔ)償，由于該方法在頻域進(jìn)行補(bǔ)償，需對接收信號進(jìn)行硬判決，由于此時(shí)對IQ不平衡尚未補(bǔ)償，所以僅僅適用于IQ不平衡誤差較小的情況，若IQ不平衡誤差較大可能造成接收信號的誤判，補(bǔ)償過程會引入新的偏移或錯(cuò)誤。

本文分析了接收機(jī)IQ不平衡引起的性能損失，提出了一種低復(fù)雜度的時(shí)域IQ不平衡參數(shù)的估計(jì)與補(bǔ)償方法。這種方法利用時(shí)域訓(xùn)練序列來進(jìn)行IQ不平衡參數(shù)的估計(jì)，可根據(jù)估計(jì)精度的需要靈活選取估計(jì)所需的序列數(shù)目。算法的計(jì)算復(fù)雜度進(jìn)一步降低，特別適用于測量環(huán)境以及WLAN移動終端的實(shí)現(xiàn)。

文章第2節(jié)介紹前導(dǎo)序列模型、IQ不平衡信號模型及影響，第3節(jié)提出一種新的低復(fù)雜度的時(shí)域IQ不平衡估計(jì)算法，第4節(jié)是仿真結(jié)果及分析，第5節(jié)給出論文結(jié)論。

2 系統(tǒng)模型

2.1 前導(dǎo)序列模型

圖1為IEEE802.11a前導(dǎo)信號的結(jié)構(gòu)圖，前導(dǎo)訓(xùn)練序列包括10個(gè)短訓(xùn)練序列（STSP）和2個(gè)長訓(xùn)練序列（LTSP）。10個(gè)短訓(xùn)練序列用來進(jìn)行收端的AGC、定時(shí)捕獲以及完成頻率的粗同步；2個(gè)長訓(xùn)練序列的作用是在接收端進(jìn)行信道估計(jì)以及進(jìn)行系統(tǒng)的細(xì)同步。

每個(gè)STSP序列包含12個(gè)子載波信號，周期為0.8μs（＝TDFT/4＝3.2/4），其中TDFT為離散傅里葉變換（DFT）及逆離散傅里葉變換（IDFT）周期。每個(gè)LTSP序列包含52個(gè)子載波，周期為3.2μs。

圖1 IEEE802.11a前導(dǎo)信號結(jié)構(gòu)Fig.1 Preamble signal structure in IEEE802.11a

2.2 IQ不平衡模型

如圖2所示，假設(shè)系統(tǒng)時(shí)間及頻率同步，同相支路本振信號為LI，正交相位支路的本振信號為LQ，分別表示如下：

其中，θ表示相位不平衡，ε表示幅度不平衡，fc為載波頻率。本振信號與接收信號相乘，通過低通濾波器（LPF）后，得到具有IQ不平衡的基帶信號＾r(nóng)I（k）與＾r(nóng)Q（k）。采樣間隔為Ts（OFDM信號的采樣周期）的第k個(gè)基帶數(shù)字信號為

其中：

式中，rI（k）和rQ（k）分別為發(fā)端時(shí)域訓(xùn)練符號的第k個(gè)數(shù)字采樣r（k）的I路及Q路。將式（4）和式（5）代入式（3）可得復(fù)基帶信號＾r(nóng)（k）為

式中，（）*表示復(fù)共軛。

令

則式（6）可表示為

圖2 接收機(jī)IQ不平衡模型Fig.2 Model of IQ-imbalance in the receiver

2.3 IQ不平衡的影響

設(shè)R為發(fā)送的頻域OFDM符號，那么接收機(jī)的時(shí)域輸入信號為IFFT（R），對式（9）進(jìn)行FFT可得

3 IQ不平衡的估計(jì)與補(bǔ)償

3.1 時(shí)域IQ不平衡的估計(jì)

通過式（7）和式（8）可以看出α、β在系統(tǒng)中是一個(gè)靜態(tài)參數(shù)，且當(dāng)系統(tǒng)中角度不平衡參數(shù)θ和幅度不平衡參數(shù)ε確定后，α、β就為定值，同樣，α、β確定后也可以通過式（7）和式（8）計(jì)算出θ和ε。因此，可以將估計(jì)角度不平衡參數(shù)θ和幅度不平衡參數(shù)ε的過程轉(zhuǎn)為參數(shù)α和β的估計(jì)。

通過式（9）可以方便簡單地進(jìn)行α和β的估計(jì)，最少僅需要知道時(shí)域發(fā)送訓(xùn)練符號的兩個(gè)采樣值及對應(yīng)的接收訓(xùn)練符號的兩個(gè)采樣值，就可以通過解方程的組的方式得到參數(shù)α和β。設(shè)時(shí)域發(fā)送訓(xùn)練符號的兩個(gè)采樣值為r（k）和r（k＋1），接收訓(xùn)練符號的兩個(gè)采樣值分別為＾r(nóng)（k）和＾r(nóng)（k＋1），將其代入式（9）可得

聯(lián)合式（11）與式（12）解方程組可得

通過式（13）及式（14）即可獲得參數(shù)α和β的估計(jì)。選取時(shí)域發(fā)送訓(xùn)練符號的采樣值時(shí)需保證式（13）的分母不為0。如果為了提高估計(jì)精度，那么可以選則多個(gè)訓(xùn)練序列來進(jìn)行參數(shù)α和β的估計(jì)，對于得到的估計(jì)值進(jìn)行平均即可。通過式（7）、式（8）可得α與β的關(guān)系式如下：

式中，real（）是取實(shí)部，imag（）是取虛部。將最終得到的β估計(jì)值代入式（15）計(jì)算一次即可得到α的估計(jì)值，可以進(jìn)一步降低算法的復(fù)雜度。

3.2 時(shí)域IQ不平衡的補(bǔ)償

聯(lián)合式（9）與式（16）可解得r（k）如下：

通過式（17）可以方便地進(jìn)行IQ不平衡的補(bǔ)償。

4 仿真及分析

為了驗(yàn)證本文算法的性能，仿真中，OFDM采用802.11a標(biāo)準(zhǔn)的數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)，F(xiàn)FT/IFFT的點(diǎn)數(shù)為64，數(shù)據(jù)調(diào)制方式為64QAM；IQ不平衡的參數(shù)為θ＝10°，ε＝0.2，信道為AWGN信道，采用蒙特卡羅仿真，循環(huán)15次。文獻(xiàn)［5］的方法中采用頻域一個(gè)長訓(xùn)練序列（L＝52）來進(jìn)行IQ不平衡參數(shù)估計(jì)的，本文方法分別采用時(shí)域訓(xùn)練序列的部分L分別為52、32、16、8進(jìn)行仿真，結(jié)果如圖3～6所示。從圖3～5中可以看出，利用本文算法進(jìn)行IQ不平衡估計(jì)時(shí)，使用任意16個(gè)以上時(shí)域訓(xùn)練序列就可以達(dá)到文獻(xiàn)［5］的估計(jì)以及精確估計(jì)的性能，但本文的計(jì)算復(fù)雜度要遠(yuǎn)低于文獻(xiàn)［5］。如圖6，當(dāng)訓(xùn)練系列數(shù)目為8時(shí)，本文算法性能比精確估計(jì)性能僅差0.4 dB左右，與文獻(xiàn)［5］相差0.3 dB左右，此時(shí)本文算法復(fù)雜度卻進(jìn)一步降低，特別適合應(yīng)用于測量環(huán)境以及WLAN終端實(shí)現(xiàn)。

圖3 訓(xùn)練序列數(shù)目為52時(shí)估計(jì)性能Fig.3 The estimation performance when L＝52

圖4 訓(xùn)練序列數(shù)目為32時(shí)估計(jì)性能Fig.4 The estimation performance when L＝32

圖5 訓(xùn)練序列數(shù)目為16時(shí)估計(jì)性能Fig.5 The estimation performance when L＝16

圖6 訓(xùn)練序列數(shù)目為8時(shí)估計(jì)性能Fig.6 The estimation performance when L＝8

5 結(jié)論

本文提出了一種低復(fù)雜度的時(shí)域IQ不平衡估計(jì)及補(bǔ)償方法，即在時(shí)域根據(jù)IQ不平衡模型構(gòu)建方程組，使用2個(gè)以上時(shí)域序列就可以通過解方程的方式直接進(jìn)行IQ不平衡參數(shù)的估計(jì)，可以方便地根據(jù)實(shí)際需要靈活地選取估計(jì)的時(shí)域序列數(shù)，當(dāng)參與估計(jì)的序列數(shù)達(dá)到16時(shí)就可以獲得接近于精確估計(jì)的性能；而且在時(shí)域進(jìn)行補(bǔ)償，避免了在頻域補(bǔ)償時(shí)需要進(jìn)行接收數(shù)據(jù)軟判決的過程帶來的誤判等，進(jìn)一步提高了系統(tǒng)的可靠性。仿真結(jié)果表明，本文算法在降低了計(jì)算復(fù)雜度的同時(shí)，也保障了系統(tǒng)的估計(jì)性能。

［1］Prasad R.OFDM for Wireless Communications Systems［M］. New York：Artech House Publishers，2004.

［2］Terry J，Heiskala J.OFDM Wireless LANs：A Theoretical and Practical Guide［M］.Indianapolis，Indiana：Sams Publishing，2002.

［3］Vallant G，Epp M，Schlecker W，et al.Analog IQ impairments in Zero-IF radar receivers：Analysis，measurements and digital compensation［C］//Proceedings of 2012 IEEE International Instrumentation and Measurement Technology Conference.Graz：IEEE，2012：1703-1707.

［4］Barhumi I，Moonen M.IQ-imbalance compensation for OFDM in the presence of IBI and carrier-frequency offset［J］.IEEE Transactions on Signal Processing，2007，55（1）：256-266.

［5］Tubbax J.Joint Compensation of IQ imbalance and Frequency Offset in OFDM systems［C］//Proceedings of 2003 IEEE Global Telecommunications Conference.San Francisco：IEEE，2003：2365-2369.

［6］He Lanlan.Pilot-Aided IQ Imbalance Compensation for OFDM Systems Operating Over Doubly Selective Channels［J］.IEEE Transactions on Signal Processing，2011，59（5）：2223-2233.

王選宏（1977—），男，陜西咸陽人，2006年于西安科技大學(xué)獲碩士學(xué)位，現(xiàn)為西安郵電大學(xué)高級工程師，主要從事通信信號處理研究；

WANG Xuan-hong was bron in Xianyang，Shaanxi Province，in 1977.He received the M.S. degree from Xi′an University of Science and Technology in 2006.He is now a senior engineer.His research concerns signal processing in communications.

Email：xiyouwxh＠163.com

盧光躍（1971—），男，河南南陽人，1999年于西安電子科技大學(xué)獲博士學(xué)位，現(xiàn)為西安郵電大學(xué)教授，主要從事通信信號處理、無線傳感網(wǎng)絡(luò)以及認(rèn)知無線電等方面的研究。

LU Guang-yue was bron in Nanyang，Henan Province，in 1971. He received the Ph.D.degree from Xidian University in 1999.He is now a professor.His research concerns signal processing，wireless sensor network and cognitive radio，etc.

A New Time-domain Compensation Scheme of IQ Imbalance in OFDM W LAN Receivers

WANG Xuan-hong1，2，LU Guang-yue1
（1.Institute of Communication and Information Engineering，Xi′an University of Posts and Telecommunications，Xi′an 710121，China；2.Xian StarPointComm Information Technology Co.，Ltd.，Xi′an 710075，China）

For the question that Orthogonal Frequency Division Multiplex（OFDM）using a high-order modulation suffers from serious effects of In-phase and Quadrate-phase（IQ）imbalance in a front-end analog processing，a new IQ imbalance estimation and compensation method is proposed for OFDM WLAN receivers.The proposed method estimates the IQ imbalance parameters and corrects effect of IQ imbalance using fewer time-domain training signals.The simulation results show that the proposed scheme is very simple and robust.

OFDM；WLAN；IQ-imbalance；time-domain compensation；low complexity

xiyouwxh＠163.com

TN929.5

A

1001-893X（2013）05-0570-04

10.3969/j.issn.1001-893x.2013.05.008

2012-12-17；

2013-03-12 Received date：2012-12-17；Revised date：2013-03-12

國家科技重大專項(xiàng)（2012ZX03001025）

Foundation Item：The National Science and Technology Major Project of the Ministry of Science and Technology of China（2012ZX03001025）

??

xiyouwxh＠163.com