林澍 劉曦 林怡琛 劉夢芊 許艷敏

（哈爾濱工業(yè)大學(xué)電子與信息工程學(xué)院，哈爾濱 150080）

1 引言

在無線通信中，全向天線廣泛應(yīng)用于一點(diǎn)對(duì)多點(diǎn)的通信、廣播、數(shù)據(jù)傳輸?shù)阮I(lǐng)域。印刷天線的出現(xiàn)，為天線小型化提供了新的途徑，并使其批量生產(chǎn)成為現(xiàn)實(shí)。近年來，相關(guān)研究文獻(xiàn)中相繼提出了一些新的全向印刷天線結(jié)構(gòu)。例如：文獻(xiàn)［1］中提出了應(yīng)用于國際移動(dòng)電話-2000（IMT-2000）和5GHz無線局域網(wǎng)（WLAN）頻段的雙偶極子印刷天線；文獻(xiàn)［2］中提出了類似的結(jié)構(gòu)，并在介質(zhì)板上印刷巴倫進(jìn)行耦合饋電，但增益并不理想；文獻(xiàn)［3］中提出的同軸線饋電偶極子天線，工作在2．4GHz的工業(yè)、科學(xué)、醫(yī)學(xué)（ISM）頻段，反射系數(shù)低于-10dB 時(shí)的阻抗帶寬為400MHz，最大增益為1．4dB；文獻(xiàn)［4］中提出了一種由交叉狀金屬條構(gòu)成的方柱形單極寬帶全向天線，雖然帶寬很寬，但在低頻段難以實(shí)現(xiàn)高增益；文獻(xiàn)［5］中設(shè)計(jì)的同軸橫斷短截線（CTS）天線可以使全向性和增益都很好，但樣機(jī)的調(diào)試較困難，不利于批量生產(chǎn)。

同軸共線（COCO）天線［6］作為早期全向天線的代表，在提出后不久便被廣泛應(yīng)用在工程實(shí)踐中。從理論分析可知，要實(shí)現(xiàn)COCO 天線的全向高增益，就要求它的每個(gè)單元的電流等幅同相。COCO天線采用串饋陣列方式，通過增加單元數(shù)量很容易提高天線的增益。不過，由于這種天線自身的諧振結(jié)構(gòu)，帶寬成為制約其性能的關(guān)鍵參數(shù)，如文獻(xiàn)［7］所設(shè)計(jì)的高增益COCO 天線，它的相對(duì)帶寬較窄。為實(shí)現(xiàn)寬頻帶，文獻(xiàn)［8］中提出了旋轉(zhuǎn)同軸線單元法，即將COCO 天線的某一單元繞與其相鄰2個(gè)單元旋轉(zhuǎn)一定角度。另外，還可以通過增加單元與單元之間的距離，或者在天線頂端加一套筒等方法來展寬COCO天線頻帶，但這樣增益又受到了影響，且增加了天線的尺寸。這種COCO 天線的加工也很難做到一致性，只能在短波或超短波頻段中使用。

寬帶印刷偶極子天線為解決上述問題提供了很好的選擇。文獻(xiàn)［9］中提出了一種基于垂直極化、水平全向、改進(jìn)帶寬的印刷天線陣列結(jié)構(gòu)，電壓駐波比≤1．5時(shí)的阻抗帶寬為5．7%，方向圖的不圓度小于0．6dB，最大增益為7．8dBi。本文結(jié)合印刷天線技術(shù)及WLAN 頻段內(nèi)的印刷天線模型［10］，研制了一種小型化印刷型共面波導(dǎo)（CPW）的中心導(dǎo)體和左右地板交叉連接耦合饋電天線。它同時(shí)具有寬頻帶、高增益和全向性，通頻帶寬可以覆蓋12．4～13．5GHz。另外，設(shè)計(jì)了三角形的終端匹配器，使該天線具有較寬的帶寬和H 面的全向高增益。利用CST MWS?軟件對(duì)天線參數(shù)進(jìn)行了優(yōu)化設(shè)計(jì)，其中對(duì)天線表面電流的仿真結(jié)果，解釋了天線具有寬帶和全向高增益輻射特性的原因。本文設(shè)計(jì)的天線結(jié)構(gòu)簡單，易于加工，可應(yīng)用于Ku頻段的通信系統(tǒng)中。

2 天線結(jié)構(gòu)及工作原理

本文設(shè)計(jì)的CPW 交叉連接耦合饋電天線置于FR-4環(huán)氧樹脂板上，其相對(duì)介電常數(shù)為4．4，板厚度為0．5mm。天線為單面的印刷電路板結(jié)構(gòu)，介質(zhì)板上金屬圖形的位置關(guān)系和尺寸如圖1所示。整個(gè)天線可作如下劃分：CPW 交叉饋電區(qū)域和終端匹配區(qū)域。電路板正面從左至右包括10段CPW 饋線單元，它們交叉連接在一起，在右邊的終端有一個(gè)三角形的金屬片與CPW 的中心饋線相連。

圖1 天線結(jié)構(gòu)圖Fig．1 Sketch of antenna structure

本文設(shè)計(jì)的天線與文獻(xiàn)［6］中的COCO 天線有相似之處，但從空間立體結(jié)構(gòu)變成了平面結(jié)構(gòu)，還從封閉結(jié)構(gòu)變成了開放式結(jié)構(gòu)（如圖2所示）。整個(gè)天線的終端相當(dāng)于連接了一個(gè)三角形單極天線匹配負(fù)載，在三角形單極天線的工作頻帶內(nèi)，CPW 交叉饋線上的電流為行波電流，因此天線帶寬要比傳統(tǒng)COCO 天線的要寬。行波電流通過耦合在CPW 的孤立金屬地板上產(chǎn)生駐波電流分布，其諧振頻率f受到地板單元尺寸l的限制，可由式（1）計(jì)算，本文中l(wèi)＝6．2mm。

式中：c為光速；εe是考慮了介質(zhì)影響的有效介電常數(shù)。

如圖2 所示，對(duì)于天線輻射單元來說，通過CST MWS?軟件仿真可以得到任一天線輻射單元的3部分＋y方向流向的電流，分別是i1，i2，i3。其中：i1是CPW 左側(cè)地板右邊緣的電流，i2是CPW中心導(dǎo)體上的電流，i3是CPW 右側(cè)孤立地板左邊緣的電流；i1，i2等幅反相，耦合電流i3的輻射決定了天線的輻射特性。要提高該天線的增益，就要通過調(diào)整饋電間距控制各個(gè)天線輻射單元孤立地板電流的相位，使之在遠(yuǎn)區(qū)達(dá)到同相疊加。

圖2 天線結(jié)構(gòu)對(duì)比Fig．2 Comparison between two antenna structures

3 仿真分析

圖3為天線的反射系數(shù)仿真結(jié)果。在10．2～14．4GHz頻率范圍內(nèi)，天線的反射系數(shù)低于-10dB，相對(duì)帶寬達(dá)34．1%；在12．3～13．1GHz頻率范圍內(nèi)，反射系數(shù)低于-14dB（對(duì)應(yīng)的電壓駐波比≤1．5），相對(duì)帶寬為6．3%。

圖4為天線在典型頻點(diǎn)的E面和H 面方向圖。仿真表明：在12．5～13．1 GHz的600 MHz帶寬內(nèi)，天線H 面全向增益均超過5dB，最大增益為7dB，可視為全向高增益天線。

根據(jù)第2節(jié)天線工作原理的分析，可以從CST MWS?軟件仿真所得到的天線表面電流對(duì)天線的阻抗特性和輻射特性進(jìn)行解釋。圖5是CPW 交叉連接部分的傳輸線上電流幅度分布曲線。在典型頻點(diǎn)12．8GHz處，仿真結(jié)果表明電流為行駐波，這是由終端接的寬帶匹配負(fù)載引起的。這部分行駐波電流耦合到CPW 未交叉饋電的孤立地板上，形成駐波電流（見圖6），從而決定天線的輻射特性。為了便于分析，在CST MWS?軟件仿真過程中，分別在圖1中的CPW 交叉連接部分的傳輸線上從左至右設(shè)置60個(gè)電流觀察點(diǎn)，在CPW 孤立地板邊緣從左至右設(shè)置50個(gè)電流觀察點(diǎn)，圖5和圖6中0號(hào)觀察點(diǎn)對(duì)應(yīng)的距離均為0，圖5中60號(hào)觀察點(diǎn)和圖6中50號(hào)觀察點(diǎn)對(duì)應(yīng)的距離為74 mm（即圖1 中天線CPW 段的長度）。

表1給出了10個(gè)天線輻射單元的孤立地板邊緣的電流幅度和相位?？梢钥闯觯?0個(gè)天線輻射單元在12．8GHz處的電流幅度相差不大，相位近似同相（或相差低于π／2），說明在這種情況下天線和對(duì)稱振子組成的邊射陣的輻射方式是等效的，能夠形成全向輻射。其方向性函數(shù)可由式（2）～（4）描述。由于頂端負(fù)載分布的電流較小，因此未考慮其輻射對(duì)天線方向圖的影響。

圖3 天線反射系數(shù)仿真結(jié)果Fig．3 Simulated result of antenna reflection coefficient

圖4 天線輻射方向圖仿真結(jié)果Fig．4 Simulated results of antenna radiation patterns

圖5 共面波導(dǎo)交叉饋電部分的傳輸線上電流幅度分布Fig．5 Current distribution on transmission line in CPW cross-feed part

圖6 10個(gè)天線輻射單元上的歸一化電流幅度分布Fig．6 Normalized current distribution of ten radiation elements

表1 在12．8GHz處的10個(gè)天線輻射單元上的歸一化電流幅度和相位Table 1 Normalized current distribution of ten radiation elements at 12．8GHz

式中：fE（δ）為天線的E面方向性函數(shù)，它是觀察方向與圖2中x軸夾角δ的函數(shù)；mi和ψi為第i個(gè)天線輻射單元表面電流的歸一化幅度和相位，其中i＝1，2，…，10。

式中：fH（δ）為天線的H 面方向性函數(shù)，它是δ的函數(shù)。

式中：k為波數(shù)；d為相鄰天線輻射單元的中心間距。

在式（2）中，將對(duì)稱振子單元等效為半波振子，取陣元函數(shù)為這是因?yàn)椋弘娏鞯姆植碱愃朴谟嘞曳植?，與半波振子非常類似。后面的計(jì)算結(jié)果表明，這樣做的誤差很小。

根據(jù)式（2）～（4），可以繪制出天線的歸一化場強(qiáng)線性值方向圖（12．8GHz），計(jì)算所需要的數(shù)據(jù)見表1。將計(jì)算所得的方向圖與CST MWS?軟件仿真獲得的場強(qiáng)方向圖進(jìn)行比較（見圖7），發(fā)現(xiàn)兩者吻合較好，尤其是在E 面主瓣和H 面，相差不大。經(jīng)過計(jì)算，圖7（b）中H 面方向圖的最大電平差不超過1．5dB，說明可以使用等效的電流相量陣列輻射模型描述天線的輻射特性。

圖7 天線的歸一化場強(qiáng)方向圖Fig．7 Antenna normalized power patterns

4 測試分析

在微波暗室內(nèi)應(yīng)用Agilent E8363B 型矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀對(duì)設(shè)計(jì)的天線進(jìn)行測試，其結(jié)果見圖8和圖9。圖8 給出了天線反射系數(shù)的測試結(jié)果。在12．4～13．5GHz頻帶范圍內(nèi)，天線的反射系數(shù)低于-10dB，相對(duì)帶寬為8．5%；在12．52～13．05GHz頻帶范圍內(nèi)，反射系數(shù)低于-14dB。圖9給出了天線的E面和H 面歸一化方向圖測試結(jié)果。在12．5～13．5GHz的頻率范圍內(nèi)，天線最大增益的測試結(jié)果為6．6dBi。

通過與仿真結(jié)果比較（見圖8）可以看出：反射系數(shù)曲線的變化趨勢基本一致；測試到的阻抗帶寬為1．1GHz，要小于仿真得出的4．2GHz；其諧振點(diǎn)位置有所偏移，仿真結(jié)果與實(shí)測結(jié)果吻合較好。由圖9可知：方向圖的仿真結(jié)果與測試結(jié)果基本吻合；測試中H 面的不圓度較仿真要大。其中，后者是由兩方面原因造成的：①天線仿真時(shí)選取的材料均為理想導(dǎo)體和理想介質(zhì)，而實(shí)際所選用的基片材料是有耗介質(zhì)；②介質(zhì)板的相對(duì)介電常數(shù)不均勻。經(jīng)測試分析發(fā)現(xiàn)，最大增益的測試結(jié)果較仿真結(jié)果小0．4dB。

圖8 天線反射系數(shù)測試結(jié)果與仿真結(jié)果對(duì)比Fig．8 Simulated and measured results of antenna reflection coefficient

圖9 天線方向圖測試結(jié)果與仿真結(jié)果對(duì)比Fig．9 Simulated and measured results of antenna radiation patterns

5 結(jié)論

本文提出了一種新型CPW 交叉耦合饋電印刷天線，同時(shí)滿足寬頻帶、高增益和H 面全向特性，通過調(diào)整天線單元尺寸及間距，可以對(duì)其通頻帶中心頻點(diǎn)位置和頻帶寬度進(jìn)行控制。設(shè)計(jì)出了工作在Ku頻段的天線樣機(jī)，實(shí)測結(jié)果與仿真結(jié)果吻合較好。其中：反射系數(shù)低于-10dB 時(shí)的阻抗帶寬為1．1GHz，相對(duì)帶寬為8．5%；H 面具有很好的全向性，最大輻射方向增益大于6．6dBi。在仿真的基礎(chǔ)上，針對(duì)性地提出了一種等效電流陣列模型，可以很好地解釋天線的輻射特性。本文設(shè)計(jì)的天線尺寸小，易于加工和調(diào)試，是一種具有廣泛應(yīng)用前景的新型寬帶高增益全向天線。

致謝

在本文的研究中，德國CST公司設(shè)在中國東北區(qū)的培訓(xùn)中心提供了CST MWS?軟件支持，在此深表謝意。

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