田 偉，周新力，孟慶萍，肖金光

(海軍航空工程學(xué)院，山東煙臺 264001)

0 引言

對窄帶單音串行短波數(shù)據(jù)通信(以下簡稱短波通信)的信道均衡展開研究。短波信道具有時(shí)變衰落特性，數(shù)據(jù)通信受時(shí)間和空間等因素影響，存在通信不穩(wěn)定和數(shù)據(jù)率低等問題。信道均衡是有效改善短波通信質(zhì)量的方式之一。在分析DDEA和DFEDDEA算法基礎(chǔ)上，針對2種算法在高、低信噪比上存在明顯性能交叉的特性，提出了根據(jù)實(shí)時(shí)噪比估計(jì)以指導(dǎo)信道均衡方式在以上2種算法間動態(tài)切換的DS-DDEA算法，以獲取整體性能的最優(yōu);并結(jié)合短波信道慢衰落的特性，提出將基于訓(xùn)練序列的MLSE信噪比估計(jì)算法，應(yīng)用于短波信道信噪比估計(jì)中，為短波信道均衡算法的動態(tài)切換提供依據(jù)。

1 短波信道均衡

1.1 短波基帶數(shù)據(jù)模型

根據(jù)美軍標(biāo)MIL-STD-110B，窄帶短波數(shù)據(jù)通信調(diào)制方式為8 PSK，碼元速率為2400 Baud，接收端利用訓(xùn)練序列完成短波信道均衡［1］。當(dāng)用戶數(shù)據(jù)率不低于2400 bps時(shí)，訓(xùn)練序列與用戶數(shù)據(jù)長度分別為16和32個碼符號;當(dāng)用戶數(shù)據(jù)率低于2400 bps時(shí)，訓(xùn)練序列與用戶數(shù)據(jù)長度均為20個碼符號。窄帶短波信道可建模為 Watterson統(tǒng)計(jì)模型［2］，采用FIR濾波器結(jié)構(gòu)描述。FIR濾波器長度即為信道階數(shù)，根據(jù)用戶數(shù)據(jù)率，采用經(jīng)驗(yàn)數(shù)據(jù)確定為16階或10階。根據(jù)短波信道慢衰變特性，可將短波信道系數(shù)在一幀數(shù)據(jù)符號范圍內(nèi)處理為恒定值。

1.2 短波信道均衡數(shù)學(xué)模型

短波信道沖擊響應(yīng)為c(t)，是脈沖成型、信道響應(yīng)函數(shù)的組合形式，發(fā)送的復(fù)基帶信號(包括訓(xùn)練序列與用戶未知數(shù)據(jù))為:

序列{s(k})為訓(xùn)練序列a與用戶數(shù)據(jù)序列b經(jīng)過8PSK映射后的復(fù)數(shù)星座圖序列，T為波特采樣時(shí)間間隔，碼間干擾影響L－1個字符。接收信號為:

式中，n(t)是功率為N0的高斯白噪聲。對接收信號進(jìn)行匹配濾波，式(2)可變成:

式中，n'(t)為高斯白噪聲經(jīng)過匹配濾波后的輸出;h(t)=c(t)*c(Tobs－t)為信道的卷積沖擊響應(yīng);Tobs為觀測時(shí)間，離散化h(t)可得:

經(jīng)過卷積濾波后的信道記憶長度為2L－1。接收信號經(jīng)過匹配濾波后，接收信號受卷積信道、訓(xùn)練序列和用戶數(shù)據(jù)的影響(設(shè)信道記憶、用戶數(shù)據(jù)和訓(xùn)練序列長度分別為13、32和16)，如圖1所示。

圖1 接收數(shù)據(jù)匹配濾波后碼間干擾引入示意圖

在用戶數(shù)據(jù)發(fā)送的采樣時(shí)刻，匹配濾波后的接收數(shù)據(jù)在越靠近訓(xùn)練序列兩端，受到訓(xùn)練序列引入的碼間干擾越大;中間部分受到訓(xùn)練序列引入的碼間干擾逐漸減小;如果用戶數(shù)據(jù)序列長度N大于信道記憶長度L，則用戶數(shù)據(jù)兩側(cè)距離訓(xùn)練序列最近距離大于L的那部分?jǐn)?shù)據(jù)，將僅受到用戶數(shù)據(jù)自身引入的碼間干擾?？蓪'(t)所受到的干擾可分為訓(xùn)練序列和用戶數(shù)據(jù)引入碼間干擾2個部分，離散化公式為:

利用式(5)、式(6)、式(7)和式(8)，可消除接收信號中由于訓(xùn)練序列引入的碼間干擾，得到發(fā)送用戶數(shù)據(jù)序列期間、僅有用戶數(shù)據(jù)引入的碼間干擾和高斯白噪聲干擾的信號序列y(k)。

以矩陣形式表示式(9)為:

信道系數(shù)可通過信道估計(jì)獲得。矩陣H具有Toeplitz矩陣形式;高斯白噪聲經(jīng)過匹配濾波后的噪聲序列N'均值仍為零，協(xié)方差矩陣為HN0。問題轉(zhuǎn)化為通過式(10)估計(jì)用戶數(shù)據(jù)B。

1.3 信道均衡算法

基于誤差平方和最小(Least Sum Square Error，LSSE)準(zhǔn)則，可得用戶數(shù)據(jù)的最佳估計(jì)值為:

式中，G∈CN×N是一個具有正的對角線元素的下三角矩陣。由矩陣G為上三角矩陣的特性，對矩陣G各項(xiàng)元素進(jìn)行解算，設(shè)

對比H*與GGH對應(yīng)位置的元素可得:

2 短波信道信噪比估計(jì)

DS-DDEA算法需要利用實(shí)時(shí)估計(jì)的信噪比信息，以指導(dǎo)信道均衡方式在DDEA和DFE-DDEA之間動態(tài)切換。接收信號經(jīng)過系統(tǒng)均衡和同步后，接收信號近似符合加性高斯白噪聲條件，碼間干擾可以忽略，均衡輸出的信號可以表示為:

式中，A為信號經(jīng)過信道均衡后的幅度值，服從Watterson信道模型。則信噪比為:

文獻(xiàn)［4－6］對信噪比估計(jì)算法展開了研究，這里采用最大似然序列估計(jì)信噪比算法。該算法要求A在一幀數(shù)據(jù)范圍內(nèi)為實(shí)的恒定值，且 s(k)=1，則

在短波信道中，由于信道系數(shù)A是復(fù)值、時(shí)變的，它對信號進(jìn)行隨機(jī)相位調(diào)制，將引起s(k)的相位旋轉(zhuǎn)。記A=，則

3 DS-DDEA算法

判決反饋均衡器與非判決反饋均衡器在高、低信噪比時(shí)具有優(yōu)越于對方的誤碼特性。為適應(yīng)不同的信噪比環(huán)境，提出動態(tài)切換信道均衡方式的DSDDEA算法，以提高信道均衡的效果。具體實(shí)現(xiàn)方式是:在信噪比較高時(shí)，采用DFE-DDEA均衡方式，反之則采用DDEA方式。實(shí)現(xiàn)過程中，可先采用DDEA算法，估計(jì)出均衡后的信噪比，然后根據(jù)信噪比閾值，選取DDEA算法或DFE-DDEA算法，再次對接收信號進(jìn)行均衡。由于均衡器在偶爾做出不正確的判決并向下傳播到反饋部分時(shí)，目前學(xué)術(shù)界對其性能做出精確的評價(jià)比較困難。這里根據(jù)實(shí)驗(yàn)與經(jīng)驗(yàn)值測定信噪比的閾值。

4 性能仿真

在2400 bps用戶數(shù)據(jù)率下進(jìn)行仿真。多普勒擴(kuò)展為2 Hz，其對應(yīng)的信道系數(shù)幅值、相位和一幀數(shù)據(jù)方差分別如圖2所示。數(shù)據(jù)長度為60幀，在信噪比－5～20 dB范圍內(nèi)間隔1 dB，進(jìn)行100次蒙特卡洛仿真，估計(jì)信噪比如圖3所示。對未編碼系統(tǒng)，通過比較不同信噪比閾值下的誤碼率，可在信噪比設(shè)置為6 dB時(shí)，獲得優(yōu)異的仿真性能，其對應(yīng)的仿真結(jié)果如圖4所示。

圖2 Watterson信道系數(shù)的模值與方差分布

圖3 短波信道信噪比估計(jì)與參考值對比

圖4 不同信道均衡方式的誤碼率性能對比

由仿真圖2可以看出，一幀數(shù)據(jù)內(nèi)，信道系數(shù)模值的方差較小，可忽略信道系數(shù)模值的變化。通過圖3可知，信噪比高于－1 dB時(shí)，信噪比估計(jì)誤差小于0.2 dB，可取得很好的信噪比估計(jì)效果。圖4展示了不同信噪比閾值下，信道均衡后的誤碼率與信噪比關(guān)系曲線，可以看出，設(shè)置信噪比閾值為6 dB時(shí)，無論是在高信噪比還低信噪比區(qū)間段，性能都接近或優(yōu)于單獨(dú)采用DFE-DDEA技術(shù)或單獨(dú)采用DDEA技術(shù)的最優(yōu)性能，可在－5～20 dB獲取到最優(yōu)的信道均衡效果，驗(yàn)證了此思路的可行性。

5 結(jié)束語

針對窄帶單音串行短波數(shù)據(jù)通信，對DFEDDEA算法和DDEA算法進(jìn)行了研究，提出了采用實(shí)時(shí)信噪比估計(jì)技術(shù)指導(dǎo)信道均衡動態(tài)切換的DSDDEA算法，給出了實(shí)時(shí)信噪比估計(jì)方案。仿真結(jié)果驗(yàn)證了所提出DS-DDEA算法的可行性和有效性。 ■

［1］MIL-STD-188-110B. Interoperability and Performance Standards for Data Modems［J］.US Dept of Defence，2000(5):81－156.

［2］張賢達(dá).矩陣分析與應(yīng)用［M］.北京:清華大學(xué)出版社，2004:227－229.

［3］蔣政波，洪 偉，劉 進(jìn)，等.基于數(shù)據(jù)輔助的AWGN信道下QPSK信號信噪比估計(jì)［J］.通信學(xué)報(bào)，2008，29(6):119－125.

［4］許 華，樊龍飛，鄭 輝.QAM信號的非數(shù)據(jù)輔助信噪比估計(jì)方法［J］.電子與信息學(xué)報(bào)，2005，275(2):202－205.

［5］RAMESHA，CHOCKALINGAM A，MILSTEIN L B.SNR Estimation in Generalized Fading Channels and Its Application to Turbo Decoding ［J］.Communications，2001.ICC 2001.IEEE International Conference，2001(4):1094－1102.