張加勝，張 磊，劉希臣

(中國石油大學信息與控制工程學院，山東青島266580)

0 引言

單端正激式脈沖隔離驅(qū)動電路，作為各類控制系統(tǒng)與被控對象之間的功率接口，有著廣泛的應用。尤其是在單端正激式開關(guān)電源和晶閘管觸發(fā)驅(qū)動應用中，通常都要求其脈沖頻率較高。兩者的差別在于，前者變壓器副邊經(jīng)二極管半波整流和濾波環(huán)節(jié)，為直流負載提供電能，其占空比需要連續(xù)可調(diào)，即采用PWM控制;而后者變壓器副邊經(jīng)二極管半波整流后為晶閘管門極提供脈沖列觸發(fā)，一般占空比固定，但需要根據(jù)晶閘管觸發(fā)及同步要求來控制脈沖列的連續(xù)作用時間。無論哪方面應用，其單端正激式脈沖隔離電路的拓撲結(jié)構(gòu)和基本作用原理是相同的。本文以單端正激式脈沖隔離驅(qū)動電路在晶閘管觸發(fā)驅(qū)動方面的應用為例，對有關(guān)高頻脈沖變壓器電磁作用原理及磁通復位和參數(shù)設(shè)計等問題進行研究分析。

晶閘管觸發(fā)驅(qū)動電路通常包括驅(qū)動電路以及對其觸發(fā)時刻進行控制的同步移相控制電路［1，2]。本文集中研究觸發(fā)脈沖的放大和輸出驅(qū)動環(huán)節(jié)，有關(guān)相位控制電路在有關(guān)電力電子技術(shù)的教科書中已有討論。故不復述。

為保證晶閘管可靠觸發(fā)導通，門極的脈沖列電流必須有足夠大的幅值和持續(xù)時間，以及盡可能短的電流上升時間。控制電路和主電路之間的隔離，通常既可以通過光耦也可以采用脈沖變壓器來實現(xiàn)。這兩種方式各有優(yōu)缺點:光耦隔離體積小，但對光耦器件耐壓要求較高，并且往往還需要在主電路側(cè)配置有高電壓隔離的獨立直流電源和脈沖放大器;采用脈沖變壓器隔離的優(yōu)點是毋需另加驅(qū)動電源，響應速度快等。然而，對脈沖變壓器而言，既要設(shè)法提高脈沖頻率，減小磁芯體積，又要防止磁芯飽和。其單正激電路拓撲結(jié)構(gòu)雖然簡單，但是所涉及的電磁作用原理及磁通復位和參數(shù)設(shè)計等問題，還是比較復雜的，在電力電子類有關(guān)教學當中，既是重點又是難點。

1 單端正激式脈沖隔離驅(qū)動電路

圖1給出了一種基于脈沖變壓器和三極管放大器的常見的單端正激晶閘管觸發(fā)驅(qū)動電路。該驅(qū)動電路由V1和V2構(gòu)成的脈沖放大環(huán)節(jié)，脈沖變壓器TM及附屬電路構(gòu)成。該脈沖變壓器由于工作于單端驅(qū)動狀態(tài)，一般在磁芯設(shè)計時需要加入適當?shù)臍庀叮詳U大磁化曲線的線性范圍，防止飽和及減少剩磁影響。在以下分析中將忽略這些不理想因素帶來的影響［3]。

圖1 晶閘管觸發(fā)驅(qū)動電路

當開關(guān)管V1和V2導通時，電源電壓E2幾乎全部施加在脈沖變壓器的原邊繞組上(R2為限流電阻，一般取值很小)。通過脈沖變壓器磁耦合作用，在副邊產(chǎn)生電壓上正下負的輸出觸發(fā)脈沖，經(jīng)VD2和限流電阻R4作用于晶閘管的門極G和陰極K之間，提供后級觸發(fā)電流。當V2關(guān)斷時，由于TM原邊電流的急劇減小，其di/dt＜0，由楞次定律決定其原邊產(chǎn)生下正上負的自感反電勢，致使VD1導通，對原邊電流形成續(xù)流通路。同時在副邊也產(chǎn)生下正上負的電壓，由于VD2反偏，所以此時TM副邊形不成電流通路。VD3的存在使此時輸出給門極G與陰極K之間的電壓近似為零。VD3還具有防止負脈沖和其它干擾信號影響后級晶閘管工作的效果。

VD1和R3的作用十分重要。若該支路斷開，在V2關(guān)斷時會在TM原邊形成很高的自感反電勢，導致V2過壓擊穿。VD1和R3形成的續(xù)流支路可以使V2在關(guān)斷瞬間的集電極電位大為降低。

2 采用高頻調(diào)制的寬脈沖觸發(fā)

通常采用脈沖變壓器隔離的觸發(fā)驅(qū)動電路是難以傳遞寬觸發(fā)脈沖的。比如，圖1驅(qū)動電路若在其V1管基極作用以如圖2(a)所示的寬脈沖信號uB1，在V2管導通期間，脈沖變壓器原邊電壓u1≈E2和勵磁電流i0滿足L(di0/dt)=u1。這里L為脈沖變壓器勵磁電感。由于V2管持續(xù)導通時間過長，i0會變得很大，從而將導致脈沖變壓器的鐵芯磁通飽和，除非鐵芯體積足夠大［4，5]。磁芯的截面積越小，越容易形成磁通飽和，則副邊所得到的u2電壓脈沖越窄，遠遠達不到輸入控制信號uB1脈沖的寬度。

為了改變這種情況，使副邊輸出觸發(fā)脈沖的持續(xù)時間符合輸入控制信號的要求，實際中往往采用對輸入寬脈沖信號進行高頻調(diào)制的脈沖列觸發(fā)方式，如圖2(b)所示。

圖2 兩種晶閘管觸發(fā)驅(qū)動控制方式

圖中輸入脈沖控制信號uB1的持續(xù)作用時間與圖2(a)中相同，只是按一定占空比經(jīng)過了高頻調(diào)制。在每一個窄脈沖高電平期間，V2管導通，勵磁電流的上升率為正，i0近乎直線上升。在V2管關(guān)斷時，由于原邊反電勢作用使u1為負壓，由VD1和R3續(xù)流支路為i0提供通路，i0開始下降，其下降速度決定于負壓的大小。該負壓由i0在R3上的壓降提供。在每個開關(guān)周期中，由于變壓器鐵芯工作于磁化曲線的線性區(qū)，磁通與i0成比例地變化。

3 磁通復位及波形畸變

若R3取值較大，反電勢作用產(chǎn)生的u1負值也較大，可以使i0的下降速度較快。其下降速度應保證在下一個窄脈沖到來之前，i0下降到零，從而使鐵芯磁通減小到零，通常稱作磁通復位［5]。

圖2(b)所示為V2管關(guān)斷時的u1負值與其導通時的u1正值相等，均等于電源電壓E2時對應的波形(此時V2管關(guān)斷時的集電極電位應比電源電壓E2高出一倍)，要求此時輸入脈沖列的占空比最大不能超過50%。比如，E2為12V，勵磁電流i0峰值I0p=10mA。若要脈沖列的占空比最大50%保證變壓器能磁通復位，則要求R3＞E2/I0p=1.2kΩ，實際取值1.5kΩ。圖中uGK可以理解為u2經(jīng)過整流之后的波形。若R3取值較小，u1負值較小，對降低V2管所承受的集電極電壓有利，但會使i0的下降速度很慢，若脈沖列的占空比較大，在下一個窄脈沖到來時，可能i0并不能下降到零，這樣就會導致鐵芯磁通不能復位到零。經(jīng)過若干個窄脈沖作用之后，就會越積累越大，逐漸飽和，副邊電壓u2及晶閘管觸發(fā)脈沖列的幅度會逐漸變小，甚至衰減到零，如圖3所示。

可見R3的取值應該合理。取值過大對磁通加快復位有利，但對V2管的耐壓要求提高。實際上VD1和R3就是為了V1和V2管由導通變?yōu)榻刂箷r脈沖變壓器TM釋放其儲存能量而設(shè)置的。

圖3 磁通不能復位對脈沖列觸發(fā)的影響

4 實驗結(jié)果

對圖1所示單端正激電路，電源取12V，脈沖變壓器變比為2:1，脈沖調(diào)制頻率6.4kHz，占空比50%，輸出端接晶閘管的G-K極做驅(qū)動負載。當R3分別取3kΩ和20Ω時，用示波器所測得的脈沖變壓器原邊電壓和輸出電壓脈沖列波形分別如圖4所示。變壓器原邊電壓如圖上側(cè)所示，輸出電壓下側(cè)所示。

圖4R3取值不同時脈沖波形

圖4(a)表明在R3取值3kΩ時，當開關(guān)管V2關(guān)斷時，變壓器原邊形成的反電勢(負電壓)高達38V。經(jīng)R3續(xù)流的勵磁電流下降率較大，變壓器磁通復位較快，不存在磁通飽和現(xiàn)象，輸出觸發(fā)脈沖序列正常，此波形對應于圖2(b)中uGK。由于晶閘管G-K極間的電壓箝位作用，其峰值僅約1.5V;而圖4(b)表明在R3取值20Ω時，當開關(guān)管V2關(guān)斷時，變壓器原邊形成的反電勢(負電壓)很低，勵磁電流下降率也很小，變壓器磁通不能復位，在每次開始觸發(fā)的前幾個脈沖列周期，勵磁電流尚不太大，磁通尚未飽和，輸出脈沖還算正常。隨著磁通逐漸積累飽和，致使輸出脈沖列幅度逐漸衰減，不能正常觸發(fā)。實驗結(jié)果表明磁通飽和給變換波形帶來的顯著影響。

［1] 張加勝，張磊.電力電子技術(shù)［M] .青島:中國石油大學出版社，2007:107-114

［2] 張波，張雪霽.晶閘管并聯(lián)靜動態(tài)均流原理的教學［J] .南京:電氣電子教學學報，2011，33(2):105～107

［3] 張占松，蔡宣三.開關(guān)電源的原理與設(shè)計［M] .北京:電子工業(yè)出版社，1998

［4] 劉覺民，付義.微機控制高頻脈沖列實現(xiàn)晶閘管“雙窄脈沖觸發(fā)”的研究與應用［J] .北京:電工電能新技術(shù)，2012，31(1):79-83

［5] 邢巖，蔡宣三.高頻功率開關(guān)變換技術(shù)［M] .北京:機械工業(yè)出版社，2005:162～174