，

（河南理工大學(xué) 電氣工程與自動化學(xué)院，河南 焦作 454000）

1 引言

傳統(tǒng)的二極管不可控整流和晶閘管相控整流存在功率因數(shù)低、諧波含量大等缺點(diǎn)，給公用電網(wǎng)造成很大的污染，而三相電壓型PWM整流器具有網(wǎng)側(cè)電流正弦化、單位功率因數(shù)、能量雙向流動、輸出直流電壓可調(diào)等優(yōu)點(diǎn)，因而廣泛應(yīng)用于有源電力濾波器、功率因數(shù)校正、靜止無功補(bǔ)償?shù)入娏﹄娮蛹夹g(shù)領(lǐng)域［1］。

在PWM整流器的應(yīng)用中，負(fù)載變化和電網(wǎng)電壓的波動直接影響直流母線電壓的穩(wěn)定性，而直流母線電壓靜態(tài)穩(wěn)定性和動態(tài)響應(yīng)速度對PWM整流器的品質(zhì)尤為重要。提高系統(tǒng)對電網(wǎng)電壓跌落和負(fù)載變化的抗干擾性具有重要的意義［2］。

通過分析PWM整流器的工作原理，根據(jù)PWM整流器功率平衡的原則。提出了電壓外環(huán)采用前饋補(bǔ)償（負(fù)載電流和電網(wǎng)電壓）和輸出電壓反饋控制的策略，仿真結(jié)果表明：與無前饋的控制策略相比，前饋控制在不影響系統(tǒng)的動態(tài)性能的基礎(chǔ)上，提高了整個(gè)系統(tǒng)的抗干擾性能。

2 三相PWM整流器數(shù)學(xué)模型

三相電壓型PWM整流器的主電路如圖1所示。圖1中ea，eb，ec為三相交流側(cè)電源，電阻R等于功率開關(guān)管損耗等效電阻和交流濾波電感等效電阻之和，交流側(cè)電感L起濾波和使PWM實(shí)現(xiàn)4象限運(yùn)行的作用，直流側(cè)電容C抑制直流側(cè)諧波電壓和穩(wěn)定直流電壓。eL為等效直流電動勢。

圖1 三相PWM整流器電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topological structure of three－phase PWM rectifier

在三相靜止坐標(biāo)系（a，b，c）中，PWM 整流器數(shù)學(xué)模型物理意義清晰、直觀，但模型中各相變量之間相互耦合，且為時(shí)變變量。所以不利于控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)，將三相電壓型PWM整流器三相靜止坐標(biāo)系（a，b，c）下的變量轉(zhuǎn)換成以電網(wǎng)基波頻率同步旋轉(zhuǎn)下的（d，q）坐標(biāo)系的變量。這樣，三相對稱坐標(biāo)系中的基波正弦變量轉(zhuǎn)化為同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的直流變量。其（d，q）模型表示為［3－5］：

式中：ed，eq為電網(wǎng)電動勢矢量Edq的d，q分量；ud，uq為三相VSR交流側(cè)電壓矢量Vdq的d，q分量；id，iq為三相 VSR交流側(cè)電流矢量Idq的d，q分量；p為微分算子。

3 電網(wǎng)電壓定向的矢量控制策略

PWM整流器電網(wǎng)電壓定向矢量控制是將（d，q）同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的d軸，按電網(wǎng)電壓矢量E定向。此時(shí)，電網(wǎng)電壓的q軸分量eq＝0；d軸方向的電流分量id定義為有功電流，q軸方向電流分量iq定義為無功電流。PWM整流器在單位功率因數(shù)下，通常無功電流分量iq的參考值為零。

應(yīng)用電網(wǎng)電壓矢量控制，忽略線路損耗，式（1）簡化為

PWM電網(wǎng)電壓矢量控制，一般采用雙閉環(huán)控制：電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)。電壓外環(huán)的作用是輸出穩(wěn)定的直流電壓，電流內(nèi)環(huán)是按電壓外環(huán)輸出的電流指令進(jìn)行電流控制。由式（1）可知，d，q軸變量相互耦合，無法對電壓進(jìn)行單獨(dú)控制。為此，將前饋解耦控制引入到其中，電流內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)器采用PI控制，得到兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電壓指令，的表達(dá)式如下［6］：

顯然，由式（2）可知，電壓指令已實(shí)現(xiàn)解耦控制，傳統(tǒng)PWM整流器雙閉環(huán)控制框圖如圖2所示。

圖2 傳統(tǒng)PWM整流器雙閉環(huán)框圖Fig.2 Double closed－loop block diagram of the traditional PWM rectifier

4 改進(jìn)的前饋控制策略

傳統(tǒng)的雙閉環(huán)控制策略，能達(dá)到比較好的控制效果，但其不足之處在于沒有考慮負(fù)載擾動和電網(wǎng)電壓波動對系統(tǒng)帶來的影響，降低了系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)情況下抗擾動性能。為了改善系統(tǒng)的抗干擾能力，減少母線電壓產(chǎn)生的波動?？刂撇呗宰罡镜脑瓌t就是保持PWM整流器交直流側(cè)（輸入與輸出）之間的功率平衡關(guān)系［7－8］。即整流器的輸入功率等于電容吸收的功率與直流側(cè)的輸出功率之和。因此理想的輸入功率表達(dá)式為

式中：PC為直流母線電容吸收的功率；Pout為負(fù)載吸收的功率。

忽略線路損耗和器件的開關(guān)損耗，輸入功率又可以表示成：

在電網(wǎng)電壓定向下，ed＝Em，Em為電源電壓的最大值，eq＝0；電流環(huán)具有快速的動態(tài)性能，通常忽略電流環(huán)的調(diào)節(jié)過程，所以，id＝i。由于功率因數(shù)為1，i＝0；式（4）簡化為

根據(jù)式（3）和式（5），有功電流的指令值可表示為

由式（6）可知，電流環(huán)的指令信號由電壓PI控制器的輸出和前饋信號2部分組成，電壓PI控制器負(fù)責(zé)給電容充電，而前饋信號根據(jù)電網(wǎng)電壓和負(fù)載變化調(diào)整輸入功率，保持功率平衡的關(guān)系。兩者之間相互獨(dú)立，實(shí)現(xiàn)了母線電容充電電流和負(fù)載電流的單獨(dú)控制，從而使得系統(tǒng)啟動過程（空載、輕載和重載）的超調(diào)基本一致［9］。電壓PI控制器是必不可少的一部分，整流器空載啟動時(shí)，負(fù)載電流為零，則前饋控制輸出為零，電壓PI控制器主要負(fù)責(zé)給電容充電，控制器輸出的值由最大充電電流決定。帶負(fù)載啟動時(shí)，起始階段，母線電壓偏差較大，電壓PI調(diào)節(jié)器輸出值迅速達(dá)到飽和，參考信號的大部分值由PI控制器提供，但隨著電壓外環(huán)控制器的快速調(diào)節(jié)作用，直流母線電壓迅速升高，電流環(huán)參考信號隨著前饋信號的增大而快速變化，直到達(dá)到電流環(huán)參考信號的限幅值。當(dāng)系統(tǒng)進(jìn)入穩(wěn)態(tài)時(shí)，直流母線電容吸收的功率為零。所以，PI控制器的輸出也為零。則穩(wěn)態(tài)時(shí)的指令電流表示為

式中：iL為負(fù)載電流。聯(lián)立式（7）和式（8）得到

式（10）表明，系統(tǒng)達(dá)到穩(wěn)態(tài)時(shí)，負(fù)載和電網(wǎng)電壓波動不會影響母線電壓的變化。當(dāng)負(fù)載或電網(wǎng)電壓波動時(shí)，前饋信號式（9）根據(jù)負(fù)載電流和電網(wǎng)電壓的變化進(jìn)行快速跟蹤，進(jìn)而快速調(diào)整進(jìn)線電流，保持整流器輸入與輸出之間的功率平衡，最終維持母線電壓的穩(wěn)定。系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)時(shí)的抗干擾能力得到增強(qiáng)。改進(jìn)的前饋控制方案如圖3所示。

圖3 改進(jìn)的前饋控制方案Fig.3 The improved scheme of feed forward control

5 仿真驗(yàn)證

為了驗(yàn)證改進(jìn)的前饋控制策略在負(fù)載擾動和電網(wǎng)電壓波動時(shí)具有較強(qiáng)的抗干擾能力，本文在傳統(tǒng)與改進(jìn)前饋2種控制方式下，對負(fù)載突變和電網(wǎng)電壓波動時(shí)的母線電壓波形進(jìn)行了仿真比較。仿真時(shí)的參數(shù)為：交流側(cè)輸入電壓有效值220V，網(wǎng)側(cè)電感L＝5mH，交流側(cè)等效電阻0.5 Ω，直流側(cè)濾波電容2 000μF，直流母線電壓給定600V，額定負(fù)載電阻50Ω，開關(guān)頻率5kHz，kf＝400。

圖4 2種情況下直流母線波動情況的比較Fig.4 The comparison of the fluctuations in the DC bus

圖4是負(fù)載電阻在0.2s由50Ω突變到25Ω，0.6s由25Ω突變到50Ω的情況下直流母線電壓抗擾動性比較，從圖4中可以看出，額定運(yùn)行條件下，兩種控制方式下的直流母線電壓都具有較小的超調(diào)量（3.3%）和靜態(tài)穩(wěn)定性強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，但在外界擾動情況下，與無前饋控制相比，前饋控制輸出的直流電壓跌落或上升的值很小，恢復(fù)到穩(wěn)態(tài)值的時(shí)間短，動態(tài)過程無振蕩，且母線電壓在擾動情況下動態(tài)響應(yīng)速度明顯得到提高。圖5為有前饋控制時(shí)a相電壓與電流的波形，負(fù)載突變時(shí)，輸入電流的畸變率很小，而且能迅速跟蹤負(fù)載電流的變化，保持單位功率因數(shù)運(yùn)行。采用前饋控制，能抑制直流母線電壓受負(fù)載突變時(shí)的波動，提高了系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)性能和負(fù)載突變時(shí)的抗擾動能力。

圖5 有前饋的網(wǎng)側(cè)相電壓和相電流波形Fig.5 Waveforms of grid side phase voltage and current in feed forward

考慮到PWM整流器實(shí)際運(yùn)行中，網(wǎng)側(cè)電源電壓的波動性問題，本文模擬了系統(tǒng)帶額定負(fù)載啟動，電網(wǎng)電壓突然上升或下降15%時(shí)，母線電壓變化的情形。圖6和圖7是電源電壓波動時(shí)母線電壓波形，從圖6、圖7中看出，有前饋控制與無前饋控制相比，電源電壓波動時(shí)，直流母線電壓基本上保持不變，具有較強(qiáng)的穩(wěn)定精度，且動態(tài)調(diào)節(jié)時(shí)間短的優(yōu)點(diǎn)。

圖6 電網(wǎng)電壓減少時(shí)直流母線電壓波形Fig.6 DC bus voltage waveforms for sudden decrease in grid voltage

圖7 電網(wǎng)電壓增加時(shí)直流母線電壓波形Fig.7 DC bus voltage waveforms for sudden increase in grid voltage

6 結(jié)論

為了提高系統(tǒng)的抗干擾能力，本文從輸入輸出功率平衡關(guān)系出發(fā)，提出了基于負(fù)載電流和電網(wǎng)電壓的前饋控制方法。最后，通過仿真結(jié)果進(jìn)行驗(yàn)證，與傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制相比，前饋控制明顯地提高系統(tǒng)的動態(tài)性能和抗干擾能力，使系統(tǒng)獲得良好的動態(tài)和穩(wěn)態(tài)性能。

［1］鄭征，陶海軍.模糊自適應(yīng)PI調(diào)節(jié)在三相PWM整流器中的應(yīng)用［J］.電氣應(yīng)用，2005，24（9）：65－68.

［2］鄭征.三相高功率因數(shù)整流器及其控制策略［D］.焦作：河南理工大學(xué)，2005.

［3］鄭征，趙煥.雙PWM變頻器功率反饋一體化控制策略研究［J］.儀器儀表學(xué)報(bào)，2007，28（4）：900－903.

［4］黃守道，陳繼華，張鐵軍.PWM整流器負(fù)載電流前饋控制策略研究［J］.電力電子技術(shù)，2005，39（4）：53－56.

［5］李時(shí)杰，李耀華.PWM整流器無電流傳感器前饋控制策略的研究［J］.電氣傳動，2006，36（12）：43－46.

［6］劉子建，吳敏，陳鑫，等.三相PWM整流器混合控制研究［J］.電氣傳動，2010，40（9）：20－23.

［7］趙仁德，賀益康，劉其輝.提高PWM整流器抗負(fù)載擾動性能研究［J］.電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2004，19（8）：67－72.

［8］張崇巍，張興.PWM整流器及其控制［M］.北京：機(jī)械工業(yè)出版社，2003.

［9］郎永強(qiáng)，徐殿國，HADIANAMREI S R，等.三相電壓型PWM整流器的一種改進(jìn)前饋控制策略［J］.電機(jī)與控制學(xué)報(bào)，2006，10（2）：160－163.

［10］ Ye Y，Kazerani M，Quintana V H.A Novel Modeling and Control Method for Three－phase PWM Converters［C］∥Proc.32ndPESC，2001：102－107.