孫佳，田勇

（南京航空航天大學(xué) 民航學(xué)院，江蘇 南京 210016）

0 引 言

雙向 DC／DC變換器（Bi-directional DC-DC Converter，BDC）是一種能實(shí)現(xiàn)雙象限運(yùn)行的直流變換器，其輸入、輸出電壓極性不變，電流的方向可以改變，能夠?qū)崿F(xiàn)能量的雙向傳輸，是典型的“一機(jī)兩用”設(shè)備，大大減輕了系統(tǒng)的體積和重量，節(jié)約了成本，具有重要研究?jī)r(jià)值［1］。

目前關(guān)于BDC的研究主要集中在BDC拓?fù)溲芯浚?］、建立相關(guān)數(shù)學(xué)模型［3-4］以及提出先進(jìn)的控制算法［5-6］。本文針對(duì)非并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)能量流動(dòng)方向判斷的問(wèn)題，選取雙向Buck-Boost變換器作為研究對(duì)象，提出了輸入電壓外環(huán)，電感電流內(nèi)環(huán)控制模式，這不僅可以實(shí)現(xiàn)恒流控制，而且能夠跟蹤系統(tǒng)能量流向，自動(dòng)實(shí)現(xiàn)充放控制。

1 雙向變換器工作原理

本文選取雙向Buck-Boost拓?fù)錇檠芯繉?duì)象，圖1給出了其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖。

其中，V1為直流總線電壓，V2為蓄電池的端電壓，C1和C2分別為輸入側(cè)和輸出側(cè)濾波電容，Q1和Q2為互補(bǔ)導(dǎo)通的開關(guān)管，L為濾波電感，iL為電感電流。Buck-Boost雙向變換器有3種工作方式：Buck工作方式，Boost工作方式和交替工作方式。前兩種工作方式，特點(diǎn)是電感電流iL恒大于0或恒小于0，對(duì)于交替工作方式，有6種工作模態(tài)，其工作時(shí)的波形如圖2所示。

圖1 雙向Buck-Boost變換器拓?fù)鋱D

模態(tài)1（t0～t1）：Q1導(dǎo)通，電感電流反向線性減小。

模態(tài)2（t1～t2）：V1經(jīng)過(guò)Q1給蓄電池V2充電，電感電流正向線性增加，直至t2時(shí)刻。

模塊3（t2～t3）：由于死區(qū)存在，電感電流經(jīng)D2續(xù)流，正向線性減小。

模態(tài)4（t3～t4）。Q2導(dǎo)通后，電感電流繼續(xù)正向線性減小，直至為0。

圖2 交替工作方式工作模態(tài)原理圖

模態(tài)5（t4～t5）：電感經(jīng)過(guò)Q2儲(chǔ)能，電感電流反向線性增加。

模塊6（t5～t6）：iL經(jīng)D1續(xù)流反向減小，直至t6時(shí)刻Q1導(dǎo)通。

2 能量判斷模型及控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)

對(duì)于非并網(wǎng)風(fēng)電分布式發(fā)電系統(tǒng)，Buck-Boost雙向變換器對(duì)蓄電池進(jìn)行充放電控制，V2可以當(dāng)做是一個(gè)恒定值，因此這種場(chǎng)合下需要采用電流控制模式，能量流動(dòng)方向取決于風(fēng)電發(fā)電系統(tǒng)提供的功率大小，所以雙向變換器對(duì)能量流動(dòng)的判斷是非常重要的環(huán)節(jié)。

授課教師必須有較好的專業(yè)英語(yǔ)基礎(chǔ)及口語(yǔ)表達(dá)能力，教師在取得授課資格前應(yīng)該通過(guò)同行及學(xué)生參與的試講，在英語(yǔ)水平，授課方式和內(nèi)容上合乎要求后方能給留學(xué)生授課。授課前必須細(xì)致備課，對(duì)于預(yù)估到的重點(diǎn)、難點(diǎn)應(yīng)更細(xì)致地闡述。授課結(jié)束前，及時(shí)發(fā)現(xiàn)學(xué)生學(xué)習(xí)上的難點(diǎn)，進(jìn)一步將難點(diǎn)闡釋清楚；根據(jù)學(xué)生們的反饋調(diào)整、改進(jìn)授課內(nèi)容及講課方式。除此之外，還需及時(shí)更新課程內(nèi)容，與國(guó)內(nèi)外最新進(jìn)展同步。此外，也要組織參加校內(nèi)外的留學(xué)生教學(xué)討論，交流經(jīng)驗(yàn)，共同進(jìn)步，促進(jìn)國(guó)內(nèi)整體高等醫(yī)學(xué)的留學(xué)生教育水平的提高。

2.1 能量流動(dòng)判斷模型

圖3給出了能量流動(dòng)判斷模型的簡(jiǎn)化電路框圖。將Buck-Boost雙向變換器看作為端口網(wǎng)絡(luò)，uin為變換器輸入電壓，iin為輸入電流，i0為輸出電流，電阻Rpower用來(lái)控制注入雙向變換器功率大小。V1提供的能

量為：

Buck-Boost雙向變換器的輸入阻抗Zin和輸入電流iin為：

圖3 能量流動(dòng)判斷模型的簡(jiǎn)化框圖

將式（2）化簡(jiǎn)可得：

從式（3）可以看出，當(dāng)V1＞uin時(shí)，能量從V1流入V2；當(dāng)V1＜uin時(shí)，能量從V2流入V1。忽略雙向變換器以及線路等功率損耗，則有：

聯(lián)立式（2），（3）和（4）可以獲得輸出電流iL表達(dá)式：

由（5）式可以得到Buck-Boost雙向變換器能量流動(dòng)判斷準(zhǔn)則：當(dāng)輸入側(cè)直流電壓V1大于uin控制基準(zhǔn)電壓，能量從V1流入蓄電池V2；當(dāng)輸入側(cè)直流電壓V1小于uin控制基準(zhǔn)電壓，能量從蓄電池V2流入V1。

圖4 i-u曲線

根據(jù)式（5），取V2＝240V，Rpower＝4Ω，在給定V1分別是350V，400V和450V時(shí)，作出iL-uin曲線，如圖4所示。

假設(shè)控制系統(tǒng)中要求uin穩(wěn)定在400V，則這三種情況分別對(duì)應(yīng)放電狀態(tài)，無(wú)能量轉(zhuǎn)換和充電狀態(tài)。由圖4中分析可得當(dāng)限制電流iLmax滿足式（6）關(guān)系時(shí)，uin才能穩(wěn)定為給定電壓。

式（6）中，V1max為變換器輸入側(cè)直流電壓在變化范圍中最大值。

2.2 控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)

根據(jù)2.1節(jié)介紹的能量判斷模型，其優(yōu)點(diǎn)在于即能實(shí)現(xiàn)電流模式控制，又能判斷系統(tǒng)能量流動(dòng)方向。圖5給出了系統(tǒng)總體控制框圖。

圖5 系統(tǒng)總體控制框圖

圖5中，電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)均采用PI控制器，變換器是一個(gè)純滯后環(huán)節(jié)，設(shè)計(jì)時(shí)直接降階處理為一個(gè)比例環(huán)節(jié)Kpwm，L、C為濾波電感和濾波電容，Req為輸出等效負(fù)載，D為穩(wěn)態(tài)時(shí)占空比，Kfi為電流反饋系數(shù)，Kfv為電壓反饋系數(shù)。

根據(jù)圖6可以得到電流內(nèi)環(huán)開環(huán)和閉環(huán)傳遞函數(shù)為：

電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)傳遞函數(shù)為：

本文采用極點(diǎn)配置法來(lái)設(shè)計(jì)系統(tǒng)參數(shù)，將其中兩個(gè)極點(diǎn)配置為一對(duì)共軛極點(diǎn)，另外兩個(gè)極點(diǎn)配置在距虛軸很遠(yuǎn)的地方。假設(shè)希望閉環(huán)主導(dǎo)極點(diǎn)為s1，2＝-ζrωr±jωr（ζr期望阻尼比，ωr期望自然頻率）。期望的閉環(huán)非主導(dǎo)極點(diǎn)分別為s3＝-mζrωr，s4＝-nζrωr（m，n＝［5，10］），取m＝n，則雙環(huán)控制系統(tǒng)的期望特征方程為：

比較式（9）和（10）可以得到兩個(gè)PI環(huán)參數(shù)。實(shí)際系統(tǒng)中L＝1.3mH，C＝500μF，D＝0.6，Req＝5.3Ω，Kfv＝0.01，Kfi＝0.1。綜合選取期望阻尼比ζr＝0.8，期望自然頻率ωr＝2 500，n＝10，則可以獲得PI參數(shù)為：Kvp＝1.25，Kvi＝1 940，Kcp＝57.2，Kci＝502 458。

3 仿真實(shí)現(xiàn)

在Saber中搭建相應(yīng)的模型。系統(tǒng)仿真參數(shù)為：系統(tǒng)功率為10kW，濾波電感L＝1.3mH，濾波電容C＝500μF，開關(guān)頻率為20kHz，uin穩(wěn)定電壓為400V，蓄電池V2＝240V，系統(tǒng)額定工作電感電流iL＝41.7A，電感電流限制值iLmax＝55A，輸入側(cè)直流V1在300V～500V范圍變換，Rpower＝4Ω，開關(guān)頻率f＝20kHz驅(qū)動(dòng)芯片采用SG3525芯片來(lái)實(shí)現(xiàn)，其內(nèi)部運(yùn)算放大器搭建成跟隨器，輸出互補(bǔ)開關(guān)脈沖信號(hào)，死區(qū)時(shí)間可設(shè)置。

圖6（a）給出了系統(tǒng)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，可以看出兩路驅(qū)動(dòng)信號(hào)采用互補(bǔ)方式進(jìn)行觸發(fā)，頻率為20kHz。圖6（b）所示驅(qū)動(dòng)信號(hào)死區(qū)時(shí)間為500ns。

圖6 兩路互補(bǔ)驅(qū)動(dòng)信號(hào)

圖7（a）給出了V1從500V突變到300V仿真結(jié)果，可以看出，當(dāng)t為0～0.5s時(shí)，V1大于uin，電感電流為正；當(dāng)t為0.5～1s，V1小于uin，電感電流為負(fù)。圖7（b）給出了V1從300V突變到500V仿真結(jié)果，可以看出，在V1切換時(shí)，系統(tǒng)能夠快速跟蹤能量流動(dòng)方向，并作出響應(yīng)。

圖7 V1變化時(shí)，仿真結(jié)果

文中研究了電感電流限制值和uin穩(wěn)定電壓大小之間的關(guān)系，并推導(dǎo)出能夠滿足系統(tǒng)正常工作的電感電流限制值條件。仿真中將iLmax設(shè)置為27.5A，圖8給出了仿真結(jié)果。

圖8（a）給出了iLmax小于額定工作時(shí)電感電流的仿真結(jié)果，從圖中可以看出，在0～0.5s蓄電池充電狀態(tài)，uin偏高于穩(wěn)定電壓400V；在0.5～1s蓄電池放電狀態(tài)，uin偏低于穩(wěn)定電壓400V，仿真結(jié)果和前面理論推導(dǎo)一致。圖8（b）所示為系統(tǒng)正常工作時(shí)iL和uin的局部放大圖，可見穩(wěn)態(tài)時(shí)紋波均比較小，滿足系統(tǒng)設(shè)計(jì)要求。

圖8 （a）不滿足電感電流限制值仿真結(jié)果（b）系統(tǒng)正常工作波形局部放大圖

4 結(jié)束語(yǔ)

對(duì)于非并網(wǎng)風(fēng)電式發(fā)電系統(tǒng)，本文從雙向變換器輸入阻抗的角度，提出一種能量流向判斷模型，并給出了能量流動(dòng)判斷準(zhǔn)則，通過(guò)輸入側(cè)直流V1與變換器需要穩(wěn)定的輸入電壓uin大小比較，可以判斷能量流向。根據(jù)該模型提出了一種相應(yīng)的控制算法，既實(shí)現(xiàn)了電流模式控制，又能夠檢測(cè)能量流動(dòng)方向，從而自動(dòng)實(shí)現(xiàn)變換器能量雙向流動(dòng)。此外，對(duì)電感限制電流與uin大小關(guān)系進(jìn)行研究，推導(dǎo)出電感限制電流限制條件。最后，通過(guò)Saber仿真軟件對(duì)上述提出的模型和控制方法進(jìn)行仿真，結(jié)果驗(yàn)證了其正確性和可實(shí)現(xiàn)性。

［1］張方華，朱成花，嚴(yán)仰光.雙向DC-DC變換器的控制模型［J］.中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2005，25（11）：46-49.

［2］WANG Kunrong，LEE Fred C，LAI Jason.Operation principle of bidirectional full-bridge DC／DC converter with unified soft-switching scheme and soft-starting capability ［C］.IEEE APEC 2000.New Orleans，2000：111-118.

［3］肖華鋒，謝少軍.一端穩(wěn)壓一端穩(wěn)流型軟開關(guān)雙向DC／DC變換器（Ⅰ）-電路原理和控制策略［J］.電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2006，21（10）：31-37.

［4］馬棡，瞿文龍，劉圓圓.一種新型雙向軟開關(guān)DC／DC變換器及其軟開關(guān)條件［J］.電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2006，21（7）：15-19.

［5］夏超英，劉奎，郭熠.電動(dòng)汽車用全數(shù)字雙DC／DC變換器的實(shí)現(xiàn)［J］.電力電子技術(shù)，2006，40（2）：70-72.

［6］馬皓，張濤，韓思亮.新型逆變器滑?？刂品桨秆芯浚跩］.電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2005，20（7）：50-56.