李紹銘，劉曉東

(安徽工業(yè)大學(xué) 電氣信息工程系，安徽 馬鞍山243000)

LED照明被視為最有前途的固態(tài)半導(dǎo)體照明[1]，燈具質(zhì)量和使用壽命在很大程度上取決于其驅(qū)動電路的設(shè)計。LED發(fā)光的強度由流過LED的電流決定，電流過強會引起LED的光衰，過弱會影響其亮度，因此，LED的驅(qū)動需要提供恒流電源，以保證功率LED使用的安全性，同時達到理想的發(fā)光強度[2]。但由于恒流驅(qū)動要求驅(qū)動管工作在放大狀態(tài)，所以自身發(fā)熱嚴(yán)重，且很難提高其能量利用效率[3]。由于脈寬調(diào)制（PWM）驅(qū)動方式中驅(qū)動管工作于開關(guān)狀態(tài)，自身發(fā)熱大大降低，其優(yōu)點在一些設(shè)計中得到了充分利用[4]，但LED承受頻繁的浪涌電流沖擊的代價是加速了LED燈珠的光衰，大大降低了使用壽命。針對這一矛盾，本文提出基于移頻鍵控和負壓電荷泵技術(shù)相結(jié)合的LED準(zhǔn)恒流驅(qū)動方案。采用一種新方式為驅(qū)動電路內(nèi)部的推挽場效應(yīng)對管提供一定的死區(qū)，有效地避免了驅(qū)動管瞬間同時導(dǎo)通所帶來的尖峰脈沖。通過Protel99se制板及調(diào)試，對該方案相關(guān)問題進行了研究。

1 電路總體設(shè)計方案

系統(tǒng)由基準(zhǔn)電壓信號發(fā)生器、受控電源、驅(qū)動緩沖器、負壓電荷泵LED驅(qū)動器、電壓檢測變換器組成。整體系統(tǒng)框圖如圖1所示。其中受控電源通過內(nèi)部負反饋控制輸出與基準(zhǔn)電壓相等，輸出VCC為后級供電；驅(qū)動緩沖器接收調(diào)光控制器輸出的移頻鍵控信號并進行緩沖，提升其帶負載能力；負壓電荷泵通過對電容的高速充放電，實現(xiàn)對LED的準(zhǔn)恒流驅(qū)動；電壓檢測變換器檢測處理前級電壓Feedback并對開關(guān)電源進行反饋控制，以修正輸出電壓值VCC，提升調(diào)光準(zhǔn)確性。

2 電路設(shè)計

電路中的參考電壓源VREF采用輸出電壓精準(zhǔn)的能隙電壓源；調(diào)光控制信號由單片機中斷產(chǎn)生，為保證調(diào)光精度，單片機的晶振頻率不低于12 MHz；受控電壓源應(yīng)采用高效率的小功率開關(guān)電源[5]。本設(shè)計重點對緩沖器、電荷泵LED驅(qū)動器、電壓檢測變換器進行設(shè)計介紹，通過Protel99se進行電路板設(shè)計。

2.1 驅(qū)動緩沖器設(shè)計

驅(qū)動緩沖器電壓要求能夠滿幅輸出、響應(yīng)速度快、電壓上升和下降過渡時間短，同時要求推挽輸出管要有一定的死區(qū)，以避免功率場效應(yīng)管因瞬間同時導(dǎo)通產(chǎn)生尖峰脈沖和不必要的功耗。為了降低信號夾雜的噪聲和成本，驅(qū)動緩沖器采用分立元件構(gòu)成，采用互補推挽晶體管及功率場效應(yīng)對管構(gòu)成，由硬件形成必要的死區(qū)，由于沒有應(yīng)用電容元件，電路響應(yīng)速度較快。整體結(jié)構(gòu)如圖2所示。

Input端接收控制器的移頻鍵控信號，電路對其波形進行處理，加入死區(qū)，GND為地線。電路通過兩個正反饋環(huán)路加速三極管的導(dǎo)通和截止。功率場效應(yīng)管推挽輸出結(jié)構(gòu)，增大電路負載能力。當(dāng)Input端輸入信號電平經(jīng)過驅(qū)動緩沖電路后控制輸出端Output-1和Output-2的輸出，Output-1與Output-2輸出電平相反。

當(dāng)Input端輸入高電平驅(qū)動信號時，Q11飽和導(dǎo)通，Q5截止，Q6導(dǎo)通，驅(qū)動緩沖電路原理如圖3所示，左端的Output-1端由Q7輸出電源電壓，右端的Output-2端由Q10輸出0 V電壓；當(dāng)Input輸入低電平信號時，過程與前者相似。

電路設(shè)計中充分利用驅(qū)動管及正反饋發(fā)生時各三極管不同時動作這一特點，利用其異步動作時序為兩組推挽場效應(yīng)管提供了一個短暫的死區(qū)，保證每組推挽功率管在同一時刻都不會同時處于導(dǎo)通狀態(tài)。

實驗結(jié)果表明，這種方法有效地抑制了推挽管產(chǎn)生尖峰脈沖，對電源沖擊小。當(dāng)VCC=6 V時，各場效應(yīng)管柵極驅(qū)動電壓時序波形如圖4所示。

將此驅(qū)動緩沖電路與同種NPN三極管構(gòu)成的單級反相器電路相比較，在功耗相同的條件下，前者輸出端高電平和低電平的建立時間比后者小得多，因此信號傳輸?shù)南嘁戚^??；當(dāng)輸出端接大負載時，其輸出電壓僅比空載時的電壓略有下降，證明其有很小的輸出電阻和較強的負載能力；推挽管輸出端無尖峰脈沖出現(xiàn)，減小了對電源的沖擊干擾；當(dāng)VCC為10 V時，緩沖器靜態(tài)空載電流消耗約為1.5 mA，因而具有很小的功耗。此驅(qū)動緩沖電路具有較好的性能：高效率、高功率因數(shù)、向電網(wǎng)注入的諧波電流小以及較低的成本和較小的體積重量[6]。

2.2 負壓電荷泵LED驅(qū)動器

驅(qū)動器由兩組對稱的電荷泵組成，VDD為電路提供電源，輸入端Input-1、Input-2分別與圖1中的Output-1、Output-2連接，F(xiàn)eedback端為電壓反饋控制端口。電路結(jié)構(gòu)如圖5所示。

VDD端為恒壓電源，其值小于LED串聯(lián)導(dǎo)通電壓，因此在電路上電時，LED不會立即導(dǎo)通，隨著C1負極板電壓的降低，LED實現(xiàn)軟啟動，避免了電流的沖擊。當(dāng)Input-1和 Input-2輸入為高電壓時，Q12和 Q13飽和導(dǎo)通，電容C2通過電阻R15充電，C3通過電阻 R16充電；當(dāng)Input-1和Input-2輸入為低電壓時，C2、C3分別通過 D1、D2給電解電容C1反向充電，C1的負極板上呈現(xiàn)負電壓，當(dāng)這個電壓值達到使得LED導(dǎo)通的臨界電壓值時，電容C1電壓進入動態(tài)平衡狀態(tài)。單位時間內(nèi)VDD供給LED的電荷量與電荷泵通過C2、C3抽走的電荷量相等，由于電感L1的濾波作用，使得LED兩端電壓變化極小，電流近似恒流流過。Feedback端將C1電壓反饋回電源控制端，與基準(zhǔn)電壓輸入端相連，經(jīng)比較、放大及濾波平滑后實現(xiàn)對電源VCC的實時控制，保證VCC與Feedback電勢差的恒定。

下面就LED負壓電荷泵驅(qū)動電路的工作原理及工作過程進行分析。

C2、C3充放電滿足式(1)：

電容兩端電壓與總電荷量的關(guān)系滿足式(2)：

由于在一個驅(qū)動周期ΔT內(nèi)，電路分別通過C2和C3完成兩次對電容C1的充電，即一次充電時間為ΔT/2，結(jié)合式(1)及式(2)可知，在一個周期內(nèi)流過LED的電荷量如式(3)所示：

當(dāng) ΔT遠大于充電時間常數(shù) R15C2，且 C1遠大于 C2時，有：

因為C1遠大于 C2，因此有：

流過LED的平均電流如式(6)所示：

由式(6)可知，在保證 VCC-VT-等于定值 VREF的條件下，流過LED的平均電流I與調(diào)光周期 ΔT成反比，亦即I×ΔT恒定。因此只要調(diào)節(jié)驅(qū)動方波的周期 ΔT即可對流過LED的平均電流進行線性控制。

在ΔT/2時間內(nèi)，C1上的電壓波動幅度如式(7)所示：

因此LED兩端電壓波動極小，又由于L1的存在，使得LED電流近似恒定，其值由ΔT決定。

2.3 電壓檢測變換電路

對于較小源電阻的微弱信號放大，單級或多級并聯(lián)雙極型晶體管是最理想的前置放大器有源器件[7]?？紤]到此處要進行算術(shù)加減，所以采用運放作為運算單元，通過設(shè)置電阻阻值可以使其同時擁有倍數(shù)放大器的功能。該電路接收Feedback端反饋回的電壓信號，基準(zhǔn)電壓VREF與該信號作減法運算，再經(jīng)過濾波平滑、緩沖輸出一個緩變的電壓信號送到受控電壓源控的基準(zhǔn)電壓輸入端，控制電源輸出電壓與該信號保持一致。電路原理圖如圖6所示。

其中 R20=R22，R19=R21，R20=5R19。運放 A 及電阻 R19～R21完成對參考電壓（不小于3 V）和負電壓Feedback的相減，同時對差值進行了5倍放大。L2、C4對前級信號濾波平滑，運放B實現(xiàn)電壓跟隨輸出，起到了緩沖作用，增加電路驅(qū)動能力。即便在不對受控電源電壓進行調(diào)節(jié)的情況下，即VCC設(shè)為定值時，電路依然能夠高效運行，但不能保證調(diào)光線性度。在對調(diào)光線性要求不高的場合完全可以滿足其需求。

連接上述電路，設(shè)置VDD=10 V，VCC=7 V，上電完成軟啟動后，LED電流動態(tài)平衡。當(dāng)方波驅(qū)動信號周期ΔT=100 μs 時， 二極管 D1、D2的陰 極電 壓 VD1-、VD2-，C1負 極板電壓VC1-及LED-2負極電壓VLED-波形如圖7所示。

LED電流波形如圖 8所示，橫軸每格為 10 μs，縱軸每格為2 mA。

2.4 受控電壓源

要達到線性調(diào)光，驅(qū)動緩沖器電源電壓必須受控。受控開關(guān)電源中開關(guān)管的每一個開關(guān)動作都在極短時間內(nèi)完成，瞬間產(chǎn)生的脈沖電壓和脈沖電流將引起EMI干擾，因此VCC中存在開關(guān)管產(chǎn)生的一次和高次諧波干擾，有必要在輸出端加電容濾波電路，但電容值不宜過大，以防止整個系統(tǒng)振蕩。同時必須將其在工作中產(chǎn)生的電磁輻射限制在一定水平內(nèi)，抑制開關(guān)電源產(chǎn)生的干擾，并且電源本身要有一定的抗干擾能力，這些對保證電子系統(tǒng)的正常穩(wěn)定運行具有重要意義。另外小功率開關(guān)電源的元件需用盡量小的封裝，如采用平面變壓器、表貼元件、厚膜工藝、多層陶瓷布線等。要實現(xiàn)高效率，則需采用提高變壓器效率、降低開關(guān)損耗及其他元件損耗、減小電磁干擾等措施。

電路連接完成后，當(dāng)移頻鍵控信號頻率受控產(chǎn)生階躍時，由于C1容量很大，其兩端電壓是緩變的。受控電壓源階躍響應(yīng)，相對較快的響應(yīng)速度使其完全可以及時響應(yīng)C1的變化，避免了系統(tǒng)振蕩。

電路設(shè)置恒壓源 VDD=10 V，LED串聯(lián)數(shù)為 3，單顆LED導(dǎo)通壓降約為3.6 V。當(dāng)VREF=5 V時，電壓檢測變換電路輸出為Vout=VREF-Feedback，因此受控電壓源基準(zhǔn)電壓輸入為 VREF-Feedback，VCC電壓在 VREF-Feedback處動態(tài)平衡。因而C2、C3每次充放電電量均如式(8)所示：

其中 VD為二極管 D1、D2的導(dǎo)通壓降。

此時LED的電流如式(9)所示：

即：ΔT×I=19 360 mA×μs

其中，ΔT為移頻鍵控信號的方波周期，I為流過LED的直流電流。

對調(diào)光控制信號分別取以下16組不同的△T，實測流過 LED的電流 I，統(tǒng)計ΔT×I的值，結(jié)果如表 1所示。

由表 1可知， 當(dāng) ΔT 取 120 μs以下時，ΔT×I的值與理論值誤差相對較大，最大相對誤差為6.51%。造成誤差較大的原因是充電時間過短，導(dǎo)致C2、C3未完全充電，造成LED電流減少?？梢酝ㄟ^適當(dāng)減小充電限流電阻 R15、R16來減小誤差；當(dāng) ΔT＞140 μs 時，測量數(shù)據(jù)與理論值最大誤差為0.91%。

表1 ΔT×I檢測統(tǒng)計表

由此可知，在工程允許誤差范圍內(nèi)，I與ΔT成反比關(guān)系，根據(jù)此函數(shù)關(guān)系適當(dāng)控制輸入方波周期ΔT，即可實現(xiàn)對LED的線性調(diào)光，且調(diào)光具有較好的線性度。

本設(shè)計為驅(qū)動方法的研究和實際應(yīng)用提供了參考。推挽功率管輸出端沒有尖峰脈沖出現(xiàn)，體現(xiàn)出推挽管死區(qū)電壓加入方案的有效性；由實驗結(jié)果可知，根據(jù)I與ΔT的函數(shù)關(guān)系適當(dāng)改變調(diào)光方波驅(qū)動信號的周期ΔT可以線性控制流過LED的電流，且當(dāng)調(diào)光控制信號頻率在2.5 kHz～7 kHz之間時，調(diào)光可達到較好的線性度，且電流波動小，可有效減小LED光衰，延長使用壽命。單顆LED輸出功率大于0.5 W，效率可達約90%，可將多個LED燈珠串聯(lián)，總功率足以滿足照明需求，因而有廣闊的應(yīng)用前景。

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