張國平，王維俊，王海龍，劉 華

（解放軍后勤工程學院 機械電氣工程系，重慶 401331）

照明用電是人類消耗能源的重要方面，約占世界總能耗的20%，因此綠色節(jié)能照明的研究越來越受到重視[1]。LED照明技術正以其發(fā)光效率高、壽命長、節(jié)能和環(huán)保等諸多優(yōu)勢在更廣的范圍內逐步代替?zhèn)鹘y(tǒng)的照明方式[2]。

目前，常用的 LED恒流驅動器有 Buck、Boost、Flyback等拓撲結構[3]。由于電路自身的特點，在小功率(通常小于75 W)和高電壓 (通常高于7.5 V)的應用場合，F(xiàn)lyback拓撲結構的應用最為廣泛[4]。在單級反激式變換器中,輸入功率因數(shù)和輸出電壓紋波是一對矛盾體。一方面，傳統(tǒng)的二極管整流使得交流輸入側電流變成一個個短脈沖而不是平滑的正弦波，從而導致輸入側諧波過大和功率因數(shù)過低[5]；另一方面，如果不使用大電容去消除整流電壓紋波，輸出側將會存在較大的2倍基頻的電壓紋波。這個問題可以通過有源和無源的方法解決。有源法能夠很好地滿足諧波要求，但是電路的設計和控制較為復雜，加上附加電路，不適合小功率的應用；無源法適合于對成本敏感的場合。為了獲得較高的功率因數(shù)和轉換效率，本文提出在反激式電路變壓器的原邊放置一個LC濾波電路,使輸入側的總諧波(THD)和功率因數(shù)(PF)得到了很大改善。

Saber是美國Analogy公司開發(fā)的一款功能強大的系統(tǒng)仿真軟件，兼容模擬、數(shù)字、控制量的混合仿真。本文在分析反激式變換電路工作原理的基礎上，使用Saber仿真軟件進行了仿真實驗驗證。

1 Flyback電路結構

圖1所示的單級反激式變換電路主要由四部分組成。第一部分是由4個二極管組成的不可控橋式整流電路；第二部分是LC濾波電路，其中Lf應足夠大，使用小容量的濾波電容Cf取代大容量的儲能電容，濾除電壓中的高頻分量，使得濾波后的電壓波形仍然保持為正弦形；第三部分是DC/DC變換器，采用反激式，電路工作在電流斷續(xù)模式下，Lm為勵磁電感。由于變壓器漏感及其他分布參數(shù)的影響，反激式變換器在開關管關斷瞬間會產生很高的尖峰電壓，這個尖峰電壓嚴重威脅著開關管的正常工作，必須采取措施對其進行抑制，試驗中采用RCD吸收電路對開關管實現(xiàn)保護；第四部分是輸出整流部分,通過鋁電解電容為負載提供平滑的直流電壓。

2 電路工作原理分析

為了方便分析，做以下假設：

(1)所有的電路元器件都是理想的；

(2)開關管的開關頻率遠遠高于交流母線電壓的頻率，因此，可認為在一個開關周期輸入的電壓保持不變；

(3)輸出儲能電容Co足夠的大，以至于可以認為輸出的電壓是一個理想的直流源。

當電路工作在電流斷續(xù)模式(DCM)時，理論分析的波形如圖2所示，從圖中可以看出，電路進入穩(wěn)定工作狀態(tài)后，一個開關周期可以分為3個工作狀態(tài)，各狀態(tài)下的電路圖如圖3所示，圖中粗線表示實際流通路徑。各工作狀態(tài)分述如下。

(1)狀態(tài) 1（t0＜t＜t1）：t0時刻之前，開關管 S 關斷，負載由電容Co供電。在t0時刻，開關管S導通，電源Vg為勵磁電感Lm充電，Lm上的電流從零逐漸增加,其電流iLm大小為：

至t1時刻，電流 iLm達到最大值 iLm.peak。

在此階段，負載由電容Co供電，由于二極管Do承受反電壓而關斷。同時，有：

(2)狀態(tài) 2（t1＜t＜t2）：在 t1時刻，開關管 S 關斷，電流ig變?yōu)榱?，二極管Do導通，開關管S導通期間儲存在電感Lm中的能量由變壓器原邊傳遞到副邊，一邊供給負載R使用，一邊給電容 Co充電，補充電容Co的能量損耗。流過電感Lm中的電流從最大值iLm.peak逐漸減小到零，i1從-iLm.peak逐漸增加到零。

在此階段有：

(3)狀態(tài) 3（t2＜t＜t3）：到 t2時刻為止，電感 Lm中儲存的能量釋放完畢，開關管S仍然處于關斷狀態(tài)，二極管Do因承受反電壓Vo而關斷，負載R由電容Co供電。

在此階段有：

當開關管S再次導通時，狀態(tài)3結束，電路再次進入狀態(tài)1，開始下一個周期，并如此循環(huán)下去。

3 主要參數(shù)設計

電路的設計指標為：輸入電壓 Vin=90 V～265 V，電網頻率 fL=50 Hz，開關頻率 fs=100 kHz，輸出電壓 Vout=40 V，輸出電流 Iout=0.75 A,電路的功率 Pout=30 W,效率 η=0.8，最大占空比Dmax=0.5。

3.1 變壓器

變壓器設計在最低輸入電壓工況，最低輸入電壓峰值Vin.min(peak)為：

則峰值開關電流Ipk為：

反激式電路最大占空比應不大于0.5，則變壓器原邊電感值Lpri為：

取變壓器的變比為3，則變壓器副邊電感值為：

3.2 濾波電路

Lf和Cf濾波器頻率約為開關頻率的1/10，以Cf=100 nF作為出發(fā)點，Lf的電感值L為：

3.3 RCD箝位電路

RCD用于鉗位因變壓器T的漏感引起的尖峰電壓，以保護開關管S。這里，選擇電容 C=6.16 nF、電阻 R=24.2 kΩ。

4 仿真試驗及結果分析

為了驗證單級反激式變換電路的工作原理以及上述分析的正確性，本研究對單級反激式變換電路進行了仿真試驗。仿真軟件使用Saber，建立仿真模型如圖4所示。在仿真中使用電阻負載代替實際的LED，MOSFET選擇IRF540，輸出整流二極管為快速恢復二極管。仿真條件為：變壓器變比 n=3、勵磁電感 Lm=278 μH、儲能電容 C0=470 μF、負載 R=53.3 Ω。

圖4 仿真模型

仿真結果如圖5～圖8所示。圖5為開關管門極觸發(fā)信號Vgs以及變壓器的電流波形，與理論分析的波形一致。圖6表明，在不加入濾波電感時，輸入電流的波形為一系列的脈沖，而不是平滑的正弦波。圖7表明，加入濾波電感后，輸入電流的波形為平滑的正弦波形。圖8中的電壓和電流波形沒有過大的尖峰，說明RCD箝位吸收電路很好地保護了開關管。表1給出了各種條件下的功率因數(shù)和總諧波的比較。

輸入電流總的諧波含量為：

由于電壓和電流相位差很小，在計算功率因數(shù)時，忽略相位差的影響，功率因數(shù)為：

圖5 電流波形

圖6 輸入電流和電壓波形（無Lf）

以上理論分析和仿真結果表明，仿真分析的結果與理論分析的結果是一致的，加入LC濾波能夠很好地改善輸入側的功率因數(shù)和諧波含量，RCD吸收電路能夠很好地保護開關管。電路工作在恒頻和固定占空比下，輸出電壓脈動能夠控制在5%以內，能夠滿足高亮度LED的照明要求。

本文給出了一種單級反激式變換電路，通過在變壓器原邊增加一個LC濾波器來提高輸入側的功率因數(shù)。該方法容易實現(xiàn)，簡化了電路，并且電路的控制簡單。上述理論和仿真分析為下一步制作實際的LED驅動電路提供了指導。

圖7 不同輸入下的輸入電流和電壓的波形

圖8 開光管S的電流和電壓波形

表1 不同輸入條件下PF和THD的比較

[1]CHUANG Y C,KE Y L,CHUANG H S,et al.Singlestage power factor correction circuit with Flyback converter to drive LEDs for lighting application[C].IAS IEEE,2010：1-9.

[2]TSAO J Y.Solid-state lighting：lamps,chips,and materials for tomorrow[J].IEEE Circuit Device Mag,2004,20(3)：28-37.

[3]Pei Qian.Research on the control method of constant current source buck converter for HB-LED[J].Application of Electronic Technique,2010,36(2)：73-76.

[4]Xie Xiagao,Zhang Junming,Zhao Chen,et al.An improved current-driven method for synchronous Flyback AD/DC converters[C].INTELEC′06.28TH Annual International,2006：1-5.

[5]PARTO P,SMEDLEY K M.Passive PFC for Flyback converter[EB/OL].(2010-xx-xx)[2012-06-21]http：//citeseerx.ist.psu.edu/viewdoc.