白紅蕊，馬秀榮，白 媛，吳 健

(天津理工大學(xué)計(jì)算機(jī)與通信工程學(xué)院，通信器件教育部工程研究中心，天津 300384)

目前對(duì)高速采集系統(tǒng)的要求越來(lái)越高，緊耦合的LVPECL(Low-voltage Positive Referenced Emitter Coupled Logic)差分時(shí)鐘能夠更好地抑制其他動(dòng)態(tài)網(wǎng)絡(luò)的干擾，從而使其布線方式成為高速時(shí)鐘信號(hào)的主要互連結(jié)構(gòu)［1］。然而若不對(duì)差分時(shí)鐘信號(hào)進(jìn)行恰當(dāng)?shù)亩私釉O(shè)計(jì)，時(shí)鐘信號(hào)將會(huì)感受到阻抗突變，產(chǎn)生的反射噪聲會(huì)導(dǎo)致時(shí)鐘信號(hào)頻率不穩(wěn)定，采集的數(shù)據(jù)不準(zhǔn)確［2－3］。因此合理的LVPECL 差分信號(hào)端接方法設(shè)計(jì)是確保高速采集系統(tǒng)可靠性的重要工作之一。

對(duì)于LVPECL 差分時(shí)鐘信號(hào)的端接設(shè)計(jì)，國(guó)內(nèi)外學(xué)者進(jìn)行了大量的研究。文獻(xiàn)［4］研究了單端PECL/ECL 典型的端接設(shè)計(jì)方法，但沒(méi)有考慮交流耦合和差分PECL/ECL 信號(hào)的情況;文獻(xiàn)［5－6］中研究了LVPECL 差分驅(qū)動(dòng)直流、交流耦合的端接設(shè)計(jì)方法，但該方法只考慮差分信號(hào)阻抗匹配，而未考慮單端阻抗匹配，導(dǎo)致單端信號(hào)反射引起振鈴現(xiàn)象，破壞差分時(shí)鐘和其它信號(hào)的特性。在深入分析上述方法的優(yōu)劣基礎(chǔ)上，提出了一種改進(jìn)的LVPECL 差分時(shí)鐘信號(hào)端接設(shè)計(jì)，有效地抑制單端信號(hào)的反射噪聲，為高速采集系統(tǒng)差分時(shí)鐘的互連設(shè)計(jì)提供了一種新思路。

1 基于AD9254 的高速數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)

文中以基于AD9254 數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)為仿真平臺(tái)，在Cadence 環(huán)境下，分別對(duì)常用的交流耦合端接和改進(jìn)的LVPECL 差分信號(hào)端接設(shè)計(jì)進(jìn)行了仿真實(shí)驗(yàn)?；贏D9254 高速數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)整體結(jié)構(gòu)框圖，如圖1所示。一路待采集的信號(hào)通過(guò)差分放大模塊后傳送到模數(shù)轉(zhuǎn)換芯片作為采樣數(shù)據(jù)，另一路為溫控晶振產(chǎn)生的時(shí)鐘信號(hào)通過(guò)可編譯調(diào)整的差分時(shí)鐘模塊后傳送到模數(shù)轉(zhuǎn)換芯片作為采樣時(shí)鐘。

圖1 AD 高速數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)整體結(jié)構(gòu)框圖

數(shù)模轉(zhuǎn)換芯片采用美國(guó)AD 公司推出AD9254 150 Msample/s(每秒百萬(wàn)次采樣)轉(zhuǎn)換速率14 bit分辨率的模數(shù)轉(zhuǎn)換器。時(shí)鐘分配芯片采用1.6 GHz兩輸出，頻率和延時(shí)可調(diào)的AD9515。時(shí)鐘端接設(shè)計(jì)對(duì)應(yīng)與框圖中AD9515 驅(qū)動(dòng)端和AD9254 接收端之間。只有合理的端接才能確保時(shí)鐘信號(hào)的完整性。因此，下面對(duì)端接設(shè)計(jì)進(jìn)行理論分析。

2 高速采集系統(tǒng)時(shí)鐘端接設(shè)計(jì)分析

2.1 常用的交流耦合端接方法

LVPECL 常用的交流耦合端接設(shè)計(jì)方法如圖2所示。整個(gè)端接方法由驅(qū)動(dòng)端、傳輸線和負(fù)載端3 部分組成。

圖2 常用的交流耦合端接方法

驅(qū)動(dòng)端部分的Zs為其單端等效輸出阻抗，Rb為單端直流偏置電阻，它的作用是為L(zhǎng)VPECL 單端信號(hào)的靜態(tài)電平提供電流回路，滿足標(biāo)準(zhǔn)負(fù)載電流IL的要求。已知LVPECL 信號(hào)輸出正、負(fù)端的靜態(tài)電平典型值均為VCC－1.3V(VCC為器件的電源電壓)，IL為14 mA。LVPECL 信號(hào)輸出電壓幅度為VLVPECL。故Rb一般近似采用:

傳輸線部分的Z0為傳輸線的特征阻抗。

負(fù)載端的C為隔直電容，Rd為差分端接負(fù)載，它的作用是對(duì)LVPECL 差分信號(hào)進(jìn)行阻抗匹配，抑制差分信號(hào)的反射。Rd應(yīng)為:

Rdiff為差分阻抗。

由圖2 的分析可知，當(dāng)輸出阻抗Zs和傳輸線阻抗Z0不匹配時(shí)，反射系數(shù)ρ［7］可表示為:

故信號(hào)在圖2 中點(diǎn)A 處感受到阻抗突變，從而在端接中引起了反射噪聲，出現(xiàn)了振鈴現(xiàn)象。

當(dāng)反射噪聲轉(zhuǎn)化為差模噪聲時(shí)就會(huì)破壞時(shí)鐘信號(hào)的差分特性。雖然信號(hào)在圖2 中點(diǎn)B 端接了差分阻抗，抑制差分信號(hào)的反射，但由于點(diǎn)A 處引起的反射噪聲已經(jīng)破壞信號(hào)的差分特性，故交流耦合端接方法中接收的差分信號(hào)并不能完全消除在點(diǎn)A處引起的反射噪聲。

可見(jiàn)，常用的差分交流耦合端接方法只進(jìn)行了差分輸出阻抗匹配，而沒(méi)有進(jìn)行單端輸出阻抗匹配，從而引起的LVPECL 單端反射噪聲破壞了差分信號(hào)的差分特性。

2.2 改進(jìn)的LVPECL 差分時(shí)鐘信號(hào)端接方法

本文提出一種改進(jìn)的LVPECL 差分時(shí)鐘信號(hào)端接方法，將單端匹配設(shè)計(jì)引入到端接設(shè)計(jì)中，從而改善單端反射噪聲的抑制效果。改進(jìn)的LVPECL 差分時(shí)鐘信號(hào)端接方法如圖3所示。

圖3 改進(jìn)的LVPECL 差分時(shí)鐘信號(hào)端接方法

與常用的差分交流耦合端接方法相比，圖3 驅(qū)動(dòng)端引入了串聯(lián)阻抗匹配電阻R，它的作用是保證LVPECL 單端信號(hào)的Zs和R 的串聯(lián)與Z0相匹配，使反射系數(shù)ρ 近似為0，消除反射噪聲。當(dāng)R=ZOZS時(shí)，

R′b為直流偏置電阻。因?yàn)镽 的引入，使得R′b與圖2 中Rb不同。已知C、E點(diǎn)輸出的是差分時(shí)鐘信號(hào)，假定某一時(shí)刻C點(diǎn)電壓為相對(duì)高，IL_C、IL_E分別為流過(guò)C、E點(diǎn)的負(fù)載電流，根據(jù)電路結(jié)構(gòu)可知:

根據(jù)上述公式可知IL_C＞IL_E，為了確保電流最大時(shí)仍滿足IL負(fù)載電流要求，因此R′b應(yīng)為

除此之外，R 的引入也使得端接設(shè)計(jì)構(gòu)成一個(gè)電阻衰減網(wǎng)絡(luò)，如圖4所示。

圖4 電阻衰減網(wǎng)絡(luò)

LVPECL 差分時(shí)鐘信號(hào)經(jīng)過(guò)電阻衰減網(wǎng)絡(luò)，和為圖4 中C、D 的交流電壓。則有

因此在設(shè)計(jì)端接方法的時(shí)候，R、R′b參數(shù)的選擇不僅要考慮滿足抑制反射的要求，同時(shí)要折中考慮VD_ac滿足常用負(fù)載端輸入高、低電平的范圍要求，一般輸入時(shí)鐘信號(hào)高低電平的要求為0～0.8 V為低電平，1.2-VCC為高電平。

3 仿真參數(shù)確定和仿真平臺(tái)搭建

3.1 仿真參數(shù)確定

AD9515 差分時(shí)鐘信號(hào)配置為L(zhǎng)VPECL 差分信號(hào)輸出，傳輸線為差分微帶線。

根據(jù)AD9254、AD9515 的封裝，確定線寬W=10 mil;介質(zhì)高度H=6 mil;覆銅厚度T=1.35 mil;介電常數(shù)Er=4.2;差分線寬S=6 mil。通過(guò)微帶線特性和Polar_si9000 傳輸線場(chǎng)分析器求解［8－9］，計(jì)算得出:Z0=51.01Ω;Zdiff=87Ω。

根據(jù)AD9515 IBIS模型可知其輸出阻抗ZS≈8Ω，選取R≈40Ω，Rdiff≈100Ω，Rb=240Ω，R′b=200Ω。由以上參量可以確定≈0.555×VLVPECL，滿足接收端輸入差分時(shí)鐘信號(hào)要求。通過(guò)負(fù)載端接收的差分信號(hào)過(guò)沖來(lái)衡量系統(tǒng)抑制反射噪聲的能力。

3.2 仿真平臺(tái)搭建

在Cadence SI 軟件中建立圖2、圖3所示的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

首先，將驗(yàn)證后的IBIS(Input/Output Buffer Information Specification)仿真模型加載到Cadence SI仿真軟件中。IBIS模型［10－11］是一種行為模型，通過(guò)V/I和V/T 曲線描述器件管腳的輸入、輸出的電氣特性，而不涉及器件內(nèi)部電路的組成。IBIS模型常用于板級(jí)信號(hào)完整性分析，通過(guò)仿真觀察不同器件間傳輸線路中的信號(hào)完整性問(wèn)題。

其次，根據(jù)圖2、圖3所示端接方法建立相應(yīng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。且由于芯片封裝與基本元器件焊接需要一定的空間間隙，故在驅(qū)動(dòng)端輸出信號(hào)處和接收端接收信號(hào)處分別加入100 mil 的差分微帶線。

然后，設(shè)置結(jié)構(gòu)中的激勵(lì)源采用100 MHz 時(shí)鐘信號(hào)。差分微帶線的參數(shù)按照§4.1 中的參數(shù)定義，其它器件參數(shù)根據(jù)圖2、圖3 中的參數(shù)確定。

4 仿真結(jié)果與分析

時(shí)鐘信號(hào)頻率為100 MHz、傳輸距離為200 mil時(shí)兩種端接方法仿真結(jié)果如圖5、圖6、圖7和表1所示，鑒于電壓過(guò)沖量是衡量反射噪聲的重要指標(biāo)［12］，用過(guò)沖做反射噪聲抑制的衡量指標(biāo)。

圖5 常用的交流耦合端接的仿真結(jié)果

圖6 改進(jìn)的LVPECL 差分時(shí)鐘信號(hào)端接方法

圖7 接收的兩路差分時(shí)鐘信號(hào)差分后的信號(hào)

4.1 改進(jìn)的端接方法對(duì)反射噪聲的抑制仿真

圖5、圖6 中虛線DESIGN DOUTP22i和23i為驅(qū)動(dòng)端AD9515 輸出的兩路差分時(shí)鐘信號(hào)，點(diǎn)劃線DESIGN DOUTP23i_DOUTP22i_diff為兩路差分時(shí)鐘信號(hào)差分后的信號(hào);帶星號(hào)的虛線DESIGN INP38i和39i為AD9254 負(fù)載端接收的兩路差分時(shí)鐘信號(hào)，兩路差分后的信號(hào)如圖7所示。圖7 中實(shí)線為常用的交流耦合端接設(shè)計(jì)的仿真結(jié)果，虛線為改進(jìn)的LVPECL 差分端接的仿真結(jié)果。相應(yīng)的最大電壓過(guò)沖見(jiàn)圖中標(biāo)注。

圖5、圖7 表明常用的交流耦合端接中驅(qū)動(dòng)端輸出的兩路差分時(shí)鐘信號(hào)差分后的信號(hào)(圖5 中點(diǎn)劃線DESIGN DOUTP23i_DOUTP22i_diff)和負(fù)載端接收的兩路差分時(shí)鐘信號(hào)差分后的信號(hào)(圖7 中虛線)存在反射噪聲，信號(hào)抖動(dòng)明顯;而圖6、圖7 表明改進(jìn)的端接中相應(yīng)的差分后信號(hào)(圖6 中的點(diǎn)劃線DESIGN DOUTP23i_DOUTP22i_diff和圖6 中的實(shí)線)幾乎沒(méi)有反射噪聲，信號(hào)抖動(dòng)很小。

驅(qū)動(dòng)端輸出和負(fù)載端接收的兩路差分時(shí)鐘信號(hào)差分后的信號(hào)是關(guān)鍵信號(hào)。關(guān)鍵信號(hào)的過(guò)沖及其占相應(yīng)信號(hào)電平峰峰值(Vp-p)的百分比，如表1所示。

表1 不同端接設(shè)計(jì)的仿真結(jié)果

表中“Ⅰ”代表常用的差分交流耦合端接，“Ⅱ”代表本文改進(jìn)的LVPECL 差分時(shí)鐘信號(hào)端接。由表1可以看出Ⅰ中輸出信號(hào)存在反射噪聲，破壞接收端信號(hào)差分特性，接收的差分后信號(hào)過(guò)沖214.792 mV，占Vp-p 的16.5%;而Ⅱ中幾乎沒(méi)有反射噪聲，信號(hào)抖動(dòng)很小，接收的信號(hào)差分特性良好，電壓過(guò)沖在25.447 mV，占Vp-p 的5.6%，過(guò)沖比前者減少了10.9%。

由此可知，改進(jìn)的端接方法可以很好地抑制反射噪聲。下面分析不同傳輸距離和信號(hào)頻率時(shí)，改進(jìn)的端接方法對(duì)反射噪聲的抑制情況。

4.2 不同傳輸距離下端接抑制反射噪聲的仿真

為了分析傳輸距離的增加會(huì)加大對(duì)對(duì)信號(hào)失真度完整性的影響，為驗(yàn)證改進(jìn)的端接方式在不同傳輸距離下的反射噪聲的抑制情況，本文對(duì)不同端接在傳輸距離分別為1200 mil、10 200 mil，信號(hào)頻率為100 MHz 時(shí)進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)，仿真的結(jié)果如圖8和表2。

圖8 傳輸距離10 200 mil 時(shí)接收差分信號(hào)

表2 傳輸距離為1 200 mil、10 200 mil 的仿真結(jié)果

圖8 中實(shí)線為常用交流耦合端接設(shè)計(jì)的仿真結(jié)果;虛線為改進(jìn)的LVPECL 差分信號(hào)端接的仿真結(jié)果，實(shí)線和虛線分別代表相應(yīng)端接負(fù)載端接收的兩路差分時(shí)鐘信號(hào)差分后的信號(hào)。

圖8和表2 數(shù)據(jù)表明當(dāng)傳輸距離增加時(shí)，負(fù)載端接收的差分后信號(hào)電壓過(guò)沖有一定的增加但是變化不大，在表2 的Ⅰ中交流耦合中最小過(guò)沖為223.52 mV，占Vp-p 的16.8%;而在Ⅱ改進(jìn)的LVPECL 差分時(shí)鐘信號(hào)端接過(guò)沖最大為65.37 mV，占Vp-p 的7.3%。由此可見(jiàn)，當(dāng)傳輸距離小于10 200 mil 時(shí)改進(jìn)的LVPECL 差分時(shí)鐘信號(hào)端接與交流耦合端接方法相比，能夠更好地抑制差分時(shí)鐘信號(hào)的反射噪聲。

4.3 不同信號(hào)頻率下端接抑制反射噪聲的仿真

端接適合的頻率范圍是需要進(jìn)一步分析的。因此，對(duì)文中提到的兩種端接在信號(hào)頻率分別為100 MHz、200 MHz、500 MHz，傳輸距離為1 200 mil 時(shí)進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)。接收的兩路差分時(shí)鐘信號(hào)差分后的信號(hào)(簡(jiǎn)稱(chēng)差分后信號(hào))的過(guò)沖以及其占相應(yīng)信號(hào)電壓峰峰值(Vp-p)的百分比，如表3所示。

表3 信號(hào)頻率為100 MHz、200 MHz、500 MHz 的仿真結(jié)果

當(dāng)輸入信號(hào)小于200 MHz 時(shí)負(fù)載端接收的差分后信號(hào)電壓過(guò)沖基本保持不變，在表3Ⅰ交流耦合中約223 mV，占Vp-p 的16.8%，而在Ⅱ串聯(lián)交流耦合中約40 mV，占Vp-p 的4.3%，與Ⅰ相比過(guò)沖占Vp-p 的百分比減少了12.5%;當(dāng)信號(hào)頻率在200 MHz～500MHz 之間時(shí)，Ⅰ中負(fù)載端接收差分后信號(hào)過(guò)沖隨著頻率增加逐漸減小至100 mV，最小占Vp-p的7.5%，而在Ⅱ中差分后信號(hào)過(guò)沖在52.35 mV 以下，最大占Vp-p 的5.8%。數(shù)據(jù)表明信號(hào)頻率在500 MHz 以下時(shí)，與交流耦合端接方法相比，改進(jìn)的LVPECL 差分時(shí)鐘信號(hào)端接能夠更好地抑制差分時(shí)鐘信號(hào)的反射噪聲。

5 結(jié)論

本文針對(duì)差分時(shí)鐘信號(hào)在高速數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中存在的信號(hào)完整性問(wèn)題，提出了一種改進(jìn)的端接設(shè)計(jì)方法，進(jìn)行了理論和實(shí)驗(yàn)仿真分析。通過(guò)基于AD9254 的高速數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)實(shí)例對(duì)不同端接設(shè)計(jì)進(jìn)行仿真，驗(yàn)證信號(hào)頻率小于500 MHz、傳輸距離在10 200 mil 內(nèi)時(shí)，常用的交流耦合端接中接收差分信號(hào)過(guò)沖在232.84 mV 以下，最大占Vp-p 的18.2%;而改進(jìn)的LVPECL 差分時(shí)鐘信號(hào)端接中接收到的差分時(shí)鐘信號(hào)過(guò)沖在65.37 mV 以下，最大占Vp-p 的7.3%，過(guò)沖占比Vp-p 的百分比比前者減少了10.9%。因此，當(dāng)信號(hào)小于500 MHz 時(shí)，與常用端接相比，改進(jìn)的LVPECL 差分時(shí)鐘信號(hào)端接能夠更好地抑制反射噪聲，改善了高速數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中差分時(shí)鐘信號(hào)完整性問(wèn)題，提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性和準(zhǔn)確度。

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