張小平，郝小江

（攀枝花學院 電氣信息工程學院，四川 攀枝花 617000）

0 前言

由于直流電機起動轉矩大、調速性能好、效率高、能量密度大、過載能力強、性能穩(wěn)定、安全可靠，具有良好的起、制動性能，能大范圍內平滑調速，因此，焊接系統(tǒng)中，行走電機和送絲電機通常用直流電機進行拖動。在埋弧焊機控制系統(tǒng)中，焊接小車的行走電機通常用110 V直流電機，焊接前，根據(jù)焊接工件確定其行走速度并設定其速度，用數(shù)字方法來實現(xiàn)直流電動機PWM調速。關于在焊接系統(tǒng)中直流電機的控制方法有很多的文獻報道，大多文獻在直流電機主電路的拓撲結構上采用H橋四開關拓撲結構，采用半橋型隔離變壓器拓撲結構，從而為直流電機提供穩(wěn)定可靠的直流電壓[1-2]。

1 拓撲電路

半橋變換電路的基本拓撲如圖1所示，電容C1和C2與開關管VF1和VF2組成橋。該拓撲的工作過程是：當VF1導通，VF2關斷時，變壓器兩端所加電壓為母線一半，同時變壓器一次側繞組能量向變壓器二次側繞組傳遞。當VF1和VF2都關斷時，變壓器二次側兩個整流二極管同時續(xù)流而處于短路狀態(tài)，變壓器一次繞組相當于短路狀態(tài)。當VF1關斷，VF2導通時，變壓器一次側所加電壓是母線的一半（如果C1=C2，繞組上的電壓只有母線電壓的一半），同時二次側輸出整流二極管完成換流。該電路主要具有一定的抗不平衡能力，電路對稱性要求不嚴；適應的功率范圍較大，從幾十瓦到千瓦都可以，開關管耐壓要求較低，電路成本低等優(yōu)點[3-4]。

圖1 直流電機控制的主電路

2 采樣反饋電路

電壓、電流反饋環(huán)路如圖2所示，圖中U1是電流控制環(huán)路，U2是電壓控制環(huán)路。系統(tǒng)輸出電流通過采樣電路采樣，由IS端輸入給運算放大器U1A，對輸入信號進行大約25倍放大（運放正端+5 V輸入是輸入偏置，去除單電源進行信號大時靜態(tài)零點，C7是補償電容），C8是高頻濾波電容，濾除采樣輸入高頻干擾信號。輸入電流信號經(jīng)過后，再進行PI運算，通過PI運算后控制輸出UF端的電壓，改變流過光耦的電流，該電流通過光耦（電流為1～3 mA，傳輸比為100%～250%）傳遞到一次側控制電路，控制電路將根據(jù)反饋量的大小改變PWM占空比來改變輸出，以達到限流的目的。圖中U2是電壓控制環(huán)路，外給基準PWM波經(jīng)兩階低通濾波器處理后變?yōu)橹绷骰鶞孰妷海撝绷骰鶞孰妷号c輸出采樣電壓US進行比較，求出誤差值，再通過積分運算消除靜差，然后同樣可以控制輸出UF端的電壓，來控制輸出電壓。該電路采用電壓、電流同一點反饋，電路工作時，始終只有一個環(huán)路工作，當輸出電壓低于設定輸出，同樣電流也低于最大設定電流，則電壓環(huán)路起作用，電流環(huán)路沒有起到調節(jié)作用。當輸出電壓高于設定電壓，輸出電流高于最大限流電壓，則電流環(huán)路先起調節(jié)作用，將輸出電流降低后電壓環(huán)路才起調節(jié)作用。如果輸出電壓低于設定值，輸出電流高于限流值，則還是電流環(huán)首先起到調節(jié)作用，其次才是電壓環(huán)路起到作用。這種雙環(huán)路控制方式，首先可以很好地保證負載設備的安全和電路本身的安全，其次可以保證當多個模塊電路并聯(lián)運行時，很好地實現(xiàn)輸出均流，避免輸出因輸出電壓不相等而造成一個或者多個模塊長時間超負荷運行。

圖2 電壓、電流反饋環(huán)路控制電路

3 電路參數(shù)的計算和元器件的選擇

在此分析主電路中的變壓器的計算方法，計算之前先確定直流電源的設計指標。輸入額定電壓Uin=40～60 V；輸出額定電壓和電流 Uo=110 V，Io=3～5 A；額定輸出功率P=1000 W；開關頻率f=100 kHz；周期 T=10 μs；最大占空比 Dmax=0.45；變壓器效率η=0.97。能達到焊接系統(tǒng)中各直流電機功率的大小和工作要求。

確定最大占空比和磁通密度。當直流輸入電壓最小時，開關管的導通時間Uon最大，但是推挽電路最大導通時間不能超過開關周期的一半即t=5 μs。否則，復位伏秒數(shù)將小于置位伏秒數(shù)，會使磁芯飽和從而損壞開關管。為了保證磁芯不飽和，且不會造成同時導通，必須采取箝位電路以限制導通時間不會超過半周期的90%，即最大導通時間Ton=0.90T/2。

本研究采用磁芯材料為鐵氧體材質，該材質的磁芯峰值磁通密度受兩個因素限制，即磁芯的損耗和磁芯損耗帶來的磁芯溫升。所以，為了避免磁芯飽和，一般取 ΔB=0.3 mT。

已知本研究設計的電路工作頻率為100 kHz，從節(jié)約成本和工作效率多方面考慮以及通過設計經(jīng)驗，所用的變壓器選擇材質為鐵氧體的磁芯。確定好變壓器磁芯的材質后，就要通過變壓器最大工作功率選擇磁芯的形狀和磁芯的大小，由設計電源的規(guī)格可知 P=1000 W、η=0.97，根據(jù)變壓器工作最大功率計算公式[5-6]

可以計算出變壓器工作最大功率為

根據(jù)工作頻率f=100 kHz和變壓器最大工作功率Pin=1041 W，可通過查表確定變壓器磁芯為鐵氧體材料的EC52，該磁芯的參數(shù)為：Ae=180 mm2，Ab=213 mm2（Ae為鐵芯有效截面積；Ab為骨架窗口總面積）。

根據(jù)法拉第定律和伏秒積守恒可以得到變壓器繞組計算公式

代入數(shù)據(jù)計算可以得到

根據(jù)能量守恒公式

可以得到二次側繞組最大峰值電壓計算公式

由設計電源規(guī)格可知，輸入單管最大導通時間為0.45 T，設輸出整流二極管和輸出濾波電感的壓降分別為1 V，由此可以計算得到變壓器二次側繞組電壓為

變壓器的匝比確定是根據(jù)輸入輸出電壓等級決定，由此可以得到變壓器匝比計算式

設輸入開關管壓降為1 V，輸出直流二極管壓降為1 V。則一、二次側匝比為

二次側匝數(shù)選擇方法為：由于前面計算可知n=10.88、Np=4.3 可以計算得到次級匝數(shù)為 Ns=46.78，但是實際制作過程當中，不可能出現(xiàn)小數(shù)，所以必須進行參數(shù)優(yōu)化。

當 Ns=47 時，取 Np=4，則 n=11.75，計算得到ΔB=0.335，Vsp=458.25 V。

當 Ns=47 時，取 Np=5，則 n=9.4，計算得到 ΔB=0.283，Vsp=366.6 V。

當 Ns=46 時，取 Np=4，則 n=11.5，計算得到ΔB=0.324，Vsp=448.5 V。

當 Ns=46 時，取 Np=5，則 n=9.2，計算得到 ΔB=0.265，Vsp=358.8 V。

通過計算，最終選擇 n=11.5、Ns=46、Np=4、ΔB=0.324進行變壓器設計。

一次峰值電流計算為

當輸入電壓最低輸出滿載時，變壓器出現(xiàn)最大平均電流。所以可以得到

代入數(shù)據(jù)可得到

在推挽變換器中，每個一次側半繞組每周期流過一個Ipft脈沖，因此占空比為D=0.45，根據(jù)平定波脈沖有效值計算公式式（8）可得

4 實驗結果

為了驗證主電路的正確性以及選擇參數(shù)的可行性。按照圖1的主電路設計了一個樣機驗證以上理論分析的可行性。圖3是圖1中是電感L前端的電壓測試波形。變壓器工作頻率設計為100 kHz，開關管的工作頻率為52.45 kHz，這是由于推挽變壓器的有兩個抽頭，分別在前半周期和后半周期導通，所以變壓器的實際工作頻率是兩倍的驅動頻率。因此，高頻的觸發(fā)電感前端的電壓為直流電壓，經(jīng)過L濾波后為穩(wěn)定的直流電壓，從而為直流電機控制穩(wěn)定的直流電壓。

圖3 VF1和VF2上下橋背開關管的觸發(fā)波形

兩路互補PWM死區(qū)時間測試如圖4所示，由試驗測試可知，死區(qū)時間約0.7 μs。在設計時死區(qū)時間給定為 1 μs。實際測試與設計相差大約 0.4 μs，造成這種差值的原因是，CT放電時間過短，充電時間太長造成，即電路制作使用的CT取值與理論計算值不相等以及測量誤差等引起的。

圖4 VF1和VF2開關管觸發(fā)波形的死區(qū)時間測試波形

5 結論

隨著電力電子技術和數(shù)字控制的發(fā)展，在焊接控制系統(tǒng)中，主電路和采樣電路與傳統(tǒng)的結構是改變不了的，不過可以尋找一種新型的適合工藝結構控制拓撲電路，而開關管的控制信號和計算處理可以通過DSP實時運算，詳細分析了主電路拓撲結構和電路參數(shù)的選擇方法。而DSP具有很好的靈活性和易于控制等特點滿足了一些特殊場合。由于該芯片的外圍接口多，可以實現(xiàn)埋弧焊機的其他的功能和性能，從而降低成本。

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