應(yīng)鵬魁，吳樂南

(東南大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院，江蘇南京210096)

0 引言

多元位置相移鍵控［1］(MPPSK)因調(diào)制時段的隨機性降低甚至消除了邊帶線譜，從而緊縮了信號功率譜，降低了鄰道干擾，提高了頻譜利用率［2］。

文獻［2］闡述的MPPSK調(diào)制解調(diào)器(MODEM)實現(xiàn)結(jié)構(gòu)已經(jīng)揭示了其在加性高斯白噪聲(AWGN)信道的解調(diào)性能，而對抗信道衰落通常采用的分集接收、信道均衡、引入編碼和交織以及自適應(yīng)門限等方法不僅實現(xiàn)復(fù)雜，對硬件要求也高。限幅技術(shù)通常在正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中用來降低峰均功率比［3，4］，本文則將深限幅技術(shù)引入MPPSK接收機，以考察其抗干擾及衰落性能。

1 MPPSK調(diào)制解調(diào)原理

MPPSK調(diào)制采用M進制信息符號直接控制正弦載波的相位跳變時刻在每個碼元周期中的位置，其在一個碼元周期［0，NT］內(nèi)可簡化表示為(此處不考慮幅度調(diào)制):

式中，fk(t)，k=0，1，…，M-1 為實際發(fā)送的符號，有M＞2種取值;T=2π/2ωc為載波周期;0≤rg＜1為符號保護間隔控制因子，由M、K、N和rg構(gòu)成了改變信號帶寬、傳輸效率和解調(diào)性能的“調(diào)制參數(shù)”。

為提高解調(diào)性能，采用數(shù)字沖擊濾波器對MPPSK接收信號進行解調(diào)。該沖擊濾波器是一類特殊的IIR帶通濾波器，在中心頻率附近呈現(xiàn)出一個極窄的陷波-選頻特性，使得MPPSK調(diào)制信號濾波輸出在非零碼元的相位跳變處產(chǎn)生明顯而強烈的寄生調(diào)幅沖擊，據(jù)此突出信號特征，以利檢測判決［5］。本文以單零點-3極點的沖擊濾波器為例，其傳遞函數(shù)形為:

其中:

由式(1)表示的MPPSK調(diào)制信號通過式(2)表示的沖擊濾波器，在相位跳變點處能產(chǎn)生寄生調(diào)幅，因而接收機可以直接利用幅度檢測，結(jié)構(gòu)相當(dāng)簡單。本文的判決方式克服了文獻［2］中可能出現(xiàn)的判決錯誤，即當(dāng)出現(xiàn)多路判決結(jié)果為1時，比較各路的當(dāng)前采樣值，選擇最大的那一路作為最終判決結(jié)果。

2 系統(tǒng)模型

2.1 MPPSK 發(fā)射機

本文研究的MPPSK系統(tǒng)發(fā)送端原理框圖如圖1所示，在碼元序列的控制下從M個波形樣本中選出1個，經(jīng)數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)轉(zhuǎn)化為模擬信號并通過功率放大后經(jīng)天線發(fā)射。

圖1 MPPSK系統(tǒng)發(fā)送端原理圖

2.2 傳輸信道

為單獨考察深度限幅接收機的性能，不采用任何信道編碼，且信道模型由瑞利衰落(Rayleigh Fading)信道疊加理想AWGN信道構(gòu)成。其中瑞利衰落信道采用基于正弦和的方法構(gòu)建［6，7］。

2.3 MPPSK 接收機

MPPSK系統(tǒng)的接收端原理圖如圖2所示，對接收信號先放大再深度限幅，然后進行后續(xù)的解調(diào)判決過程。

圖2 MPPSK系統(tǒng)接收端原理圖

3 限幅原理

通常采用雙向限幅［3，8］來實現(xiàn)波形變換或過壓保護，即預(yù)設(shè)1個限幅門限L，對信號rn的幅度|rn|超過L的部分直接削除，而|rn|小于L的部分保持不變。則限幅后的信號可表示為:

式中，α表示rn的幅角。

本文為簡化接收機結(jié)構(gòu)、省去ADC并抑制或減輕信道衰落影響，直接對中頻放大后的MPPSK模擬信號R(t)進行雙向深度限幅，并以零電平作為限幅門限，則限幅過程可表示為:

由式(4)和圖2可見，如果直接對雙向限幅器輸出的模擬信號R(t)進行時間采樣，將得到一個二值序列Rn∈{－1，1}，且在一個碼元周期內(nèi)，n=1，...，NT，這相當(dāng)于一個1位 ADC的功能。在此雙向限幅器就相當(dāng)于模擬比較器，其功能甚至可并入中頻放大器:只需將該放大器的末級設(shè)計為對于小信號輸入，即可進入電路的飽和區(qū)與截止區(qū)，而相應(yīng)的飽和電平與截止電平，即為所需的二值輸出值。在系統(tǒng)時鐘(圖2中未表示出)的控制節(jié)拍下將比較器輸出送入數(shù)字沖擊濾波器，即可取代復(fù)雜昂貴的ADC及其外圍電路。此時限幅輸出雖說已成為只有二值的隨機矩形脈沖串，但仍保留了相應(yīng)的相位跳變信息，進入沖擊濾波器后，在非零碼元的起始處由于信號幅度突然反轉(zhuǎn)，故仍能產(chǎn)生相應(yīng)的幅度沖擊輸出。只要采樣倍數(shù)足夠大，舍棄ADC的系統(tǒng)仍然可以達(dá)到類似的性能要求。

4 仿真實驗

采用Rayleigh衰落信道疊加高斯白噪聲，無信道編碼?；镜姆抡鎱?shù)設(shè)置如表1所示。從2個方面來考察深度限幅方案的有效性:沖擊包絡(luò)的穩(wěn)定性和解調(diào)性能。

表1 仿真參數(shù)

圖3中圖3(a)為無噪聲時MPPSK調(diào)制信號通過沖擊濾波器的輸出包絡(luò)，此時接收機未限幅，由于信道衰落的影響，接收信號幅度有較大起伏，導(dǎo)致沖擊濾波輸出包絡(luò)也有較大起伏。顯然在無信道均衡的情況下，固定判決門限將不再可行，要得到正確的判決輸出，門限必須能夠自適應(yīng)地跟蹤接收信號的包絡(luò)起伏。

圖3 限幅前后的沖擊包絡(luò)比較及誤碼位置

圖3(b)為無噪聲時圖2限幅接收機輸出的沖擊包絡(luò):即先把接收信號放大100倍，再按式(4)對放大后的信號深度限幅，限幅門限取L=0，可見原本起伏的沖擊包絡(luò)變得相對穩(wěn)定，只是在那些因為信道深衰落而引起局部信噪比極度惡化之處會略有起伏。圖3(c)為無噪聲時采用固定門限判決時誤碼出現(xiàn)的位置。可見對于本文的衰落信道，即使沒有噪聲也仍然會有誤碼，因為在深衰落時即使采用深限幅也難以保留足夠的信號調(diào)制信息。如果引入信道編碼及交織，則能在一定程度上糾正因深度衰落而引起的誤碼。圖4表示采用2種增益得到的沖擊包絡(luò)。對上述2種情況的解調(diào)性能分別進行了仿真，結(jié)果表明2種不同增益下的沖擊包絡(luò)及解調(diào)效果相當(dāng)，且由于限幅門限為0，因此對接收信號的放大倍數(shù)不必太大。圖5表示100倍增益，L=0時，不同信噪比下的沖擊包絡(luò)和誤碼位置。

圖4 2種不同增益下的沖擊包絡(luò)

圖5 增益=100，L=0時，不同信噪比下的沖擊包絡(luò)和誤碼位置

由圖5可知，隨著信噪比的增大，原本出現(xiàn)的突發(fā)誤碼越來越少，在較高信噪比(如16 dB)時甚至出現(xiàn)了比完全無噪時更少的誤碼，表明在1位ADC這一嚴(yán)重的非線性門限系統(tǒng)中，適量的噪聲反而可以輔助信號的檢測［9］，這也驗證了深限幅接收機對抗信道衰落的有效性和可行性。

5 結(jié)束語

本文的MPPSK限幅接收機實現(xiàn)方案不僅硬件結(jié)構(gòu)上省去了ADC，也保證了即使在衰落信道下沖擊包絡(luò)的絕對值也能基本穩(wěn)定，從而可用固定門限判決。該方案會導(dǎo)致一點性能損失，但使接收機最為簡單和魯棒，且抗脈沖干擾、信號起伏及信道衰落的能力更強。理論分析和仿真結(jié)果表明，該方法簡單有效，對MPPSK系統(tǒng)投入實用有參考價值。

［1］QI Chen-hao，WU Le-nan.PLL Demodulation Technique for M-ray Position Phase Shift Keying［J］.Journal of E-lectronics(China)，2009，26(3):289-295.

［2］應(yīng)鵬魁，吳樂南.一種新的MPPSK調(diào)制解調(diào)器實現(xiàn)結(jié)構(gòu)［J］.東南大學(xué)學(xué)報(自然科學(xué)版)，2012，42(2):14－19.

［3］雷霞，趙穎，唐友喜，等.OFDM系統(tǒng)中限幅非線性失真迭代對消法性能分析［J］.電子與信息學(xué)報，2006，28(10):1866-1869.

［4］洪善艷，張朝陽.用于降低OFDM系統(tǒng)峰均功率PTSClipping聯(lián)合算法［J］.電路與系統(tǒng)學(xué)報，2009，14(4):105-109.

［5］馮熳，高鵬，吳樂南.超窄帶調(diào)制信號的特殊濾波分析與仿真［J］.東南大學(xué)學(xué)報(自然科學(xué)版)，2010，40(2):227-230.

［6］CASAS E F，LEUNG C.A Simple Digital Fading Simulator for Mobile Radio［J］.IEEE Transactions on Vehicular Technology，2002，39(3):212-217.

［7］POP M F，BEAULIEU N C.Limitations of Sum-of-sinusoids Fading Channel Simulators［J］.IEEE Transactions on Communications，2001，49(4):699-708.

［8］JUKKA R，MARKKU R.The Behavior of Orthogonal Frequency Division Multiplexing Signals in an Amplitude Limiting Channel［C］//Tampere:IEEE International Conference on Communications，2002:381-385.

［9］WANG You-guo，WU Le-nan.Noise-improved Signal Detection in Nonlinear Threshold Systems［J］.International Journal of Signal Processing，2005，2(3):203-205.