張慶超，馬瑞卿，相里康，王 偉

(西北工業(yè)大學(xué)，陜西西安710072)

0引 言

隨著電傳操縱系統(tǒng)的發(fā)展，電動(dòng)舵機(jī)的應(yīng)用越來越廣泛。在小功率的電動(dòng)舵機(jī)控制系統(tǒng)中，為提高系統(tǒng)的快速跟隨性能，可省去速度和電流環(huán)，將系統(tǒng)設(shè)計(jì)為單一的位置閉環(huán)控制系統(tǒng)［1］，但電動(dòng)舵機(jī)系統(tǒng)在過渡過程中電流沖擊較大，仍需要加入必要的電流限制手段。此外，小功率系統(tǒng)一般還要求控制器體積要小。

為提高系統(tǒng)性能，現(xiàn)代電動(dòng)舵機(jī)多采用微控制器實(shí)現(xiàn)數(shù)字控制，為實(shí)現(xiàn)電機(jī)的四象限運(yùn)行，直流電動(dòng)舵機(jī)常采用雙極性控制［1］。本文分析了直流電機(jī)雙極性控制下母線電流的特點(diǎn)，在此基礎(chǔ)上，設(shè)計(jì)了一種基于采樣電阻的電流檢測(cè)電路，結(jié)合軟件程序，實(shí)現(xiàn)電流數(shù)字采樣，比采用霍爾電流傳感器節(jié)省更多的硬件空間;為了限制系統(tǒng)在過渡過程中的電流沖擊，針對(duì)雙極性控制PWM信號(hào)發(fā)波特點(diǎn)，設(shè)計(jì)了軟件電流截止負(fù)反饋算法，結(jié)合直流電動(dòng)舵機(jī)雙極性控制特點(diǎn)，將采樣電阻及電流截止負(fù)反饋技術(shù)相結(jié)合，實(shí)現(xiàn)既能夠減小控制器體積，又能夠有效抑制過渡過程中電流沖擊的雙重目的。

1硬件設(shè)計(jì)

1．1母線電流與電樞電流關(guān)系分析

為使直流電動(dòng)機(jī)能夠?qū)崿F(xiàn)四象限運(yùn)行，保證舵機(jī)系統(tǒng)的快速響應(yīng)，H橋功率電路的驅(qū)動(dòng)方式一般采用雙極性驅(qū)動(dòng)方式，Q1、Q3的驅(qū)動(dòng)信號(hào)同步，Q2、Q4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)同步，并與Q1、Q3驅(qū)動(dòng)信號(hào)互補(bǔ)，電路拓?fù)淙鐖D1所示。

圖1中，ia為直流電動(dòng)機(jī)電樞電流，ibus為流過采樣電阻Rs的母線電流。

圖2、圖3和圖4分別為PWM的占空比大于50%、等于50%和小于50%時(shí)(PWM占空比以Q1、Q3的有效驅(qū)動(dòng)信號(hào)為參考，下同)，母線電流ibus和電樞電流ia之間的關(guān)系。

圖1 H橋主功率電路拓?fù)?/p>

圖2 PWM占空比大于50%時(shí)，ibus與ia關(guān)系

分析圖2～圖4可知，在雙極性控制方式下，母線電流ibus在任意的PWM占空比下都能夠反映電樞電流ia幅值，但ibus是一個(gè)符號(hào)正負(fù)變化的交流信號(hào)，無法實(shí)時(shí)反映ia的方向。若能夠通過調(diào)理電路提取ibus的絕對(duì)值|ibus|，便可利用母線電流實(shí)現(xiàn)電樞電流的幅值檢測(cè)，而電流截止負(fù)反饋的目的就是用于限制電流峰值，不需要考慮電流方向，所以檢測(cè)|ibus|完全適用于電流截止負(fù)反饋技術(shù)。

1．2電流檢測(cè)電路設(shè)計(jì)

用采樣電阻實(shí)現(xiàn)|ibus|檢測(cè)的硬件電路如圖5所示。為避免后級(jí)檢測(cè)電路與功率電路之間互相影響，在檢測(cè)電路與采樣電阻之間設(shè)置一級(jí)由正向跟隨電路構(gòu)成的緩沖電路，用于實(shí)現(xiàn)信號(hào)隔離。

圖5 電流采樣電路

將采樣電阻兩端電壓URs經(jīng)過濾波放大后送入絕對(duì)值電路，最終輸出代表|ibus|的電壓信號(hào)Uibus。本系統(tǒng)中微控制器選用的是Microchip公司的16位數(shù)字信號(hào)控制器dsPICF4011，其自帶10位AD轉(zhuǎn)換模塊，模擬端口輸入電壓0～5 V，故在將Uibus送入AD端口之前，設(shè)置一個(gè)二階濾波電路用于防止信號(hào)混疊干擾［2］，另外設(shè)置由低導(dǎo)通壓降二極管D100與D101構(gòu)成的限幅電路，防止AD輸入端口電壓超過0～5 V的安全電壓范圍。

1．3采樣電阻的選擇

使用采樣電阻檢測(cè)母線電流會(huì)給電機(jī)電樞電壓帶來額外的壓降，且對(duì)于選定的采樣電阻，電流越大，壓降越大;對(duì)于采樣電阻，流過電流還會(huì)產(chǎn)生熱損耗，故對(duì)于采樣電阻的功率也有一定的限制。

采樣電阻的選擇需要兼顧其壓降和功率損耗，假設(shè)電路允許的最大壓降為ΔU，而電阻允許的最大平均使用功率為PRs，那么采樣電阻的選擇需要滿足下式的約束條件。

其中，ibus_avg為|ibus|的平均值。

對(duì)于一般的電動(dòng)舵機(jī)控制系統(tǒng)，△U最大不要超過0．5 V，考慮到采樣電阻的體積及功率范圍，PRs的最大值一般不要超過8 W，根據(jù)所選系統(tǒng)電機(jī)的工作電流，結(jié)合式(1)，即可選定采樣電阻的阻值及功率等級(jí)。

由式(1)也可以看出，采樣電阻越小，適用的電流范圍越大，但是為了保證一定的檢測(cè)精度，采樣電阻最好不要小于0．01 Ω。由此計(jì)算可知，此方法適用于平均工作電流28 A及以下的驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)。

本文試驗(yàn)用直流電動(dòng)舵機(jī)額定電流為7．5 A，額定電壓28 V，繞組電阻為0．5 Ω，起動(dòng)電流理論峰值為56 A，考慮到PRs為平均功率損耗，并為電流截止負(fù)反饋限制的峰值電流留有足夠的裕量，選擇0．05 Ω/6 W 的采樣電阻。

2算法設(shè)計(jì)

單位置閉環(huán)直流電動(dòng)舵機(jī)雙極性控制下電流截止負(fù)反饋算法結(jié)構(gòu)框圖如圖6所示。其中f(ek)為位置閉環(huán)控制算法，uk為f(ek)經(jīng)過限幅后的輸出值，uif電流采樣值Uibus與電流截止參考閾值Ucom的差值，us為經(jīng)過限幅后代表PWM占空比的輸出量。

圖6 電流截止負(fù)反饋算法結(jié)構(gòu)圖

2．1電流采樣程序設(shè)計(jì)

由圖2～圖4可以看出，經(jīng)過采樣電阻的母線電流ibus信號(hào)在PWM信號(hào)邊沿會(huì)發(fā)生突變。若將電流的采樣點(diǎn)設(shè)置在PWM信號(hào)邊沿，會(huì)由于電流信號(hào)突變而帶來尖峰干擾，令采樣值不夠準(zhǔn)確;若將電流采樣點(diǎn)設(shè)置在PWM信號(hào)的兩個(gè)邊沿的中間點(diǎn)處，便可獲得比較準(zhǔn)確的電流采樣值。

當(dāng)PWM占空比較小時(shí)，例如3%，此時(shí)PWM信號(hào)的開通時(shí)間ton較短，不利于電流信號(hào)的穩(wěn)定采樣，而PWM信號(hào)的關(guān)斷時(shí)間toff相對(duì)較長(zhǎng)，同時(shí)因?yàn)槭请p極性控制，對(duì)于Q1、Q3的toff時(shí)段，就是Q2、Q4的ton時(shí)段，在此時(shí)段的中期采樣仍然可以獲得準(zhǔn)確的|ibus|幅值，故對(duì)于雙極性控制方式，電流采樣算法如下:

式中:Duty為PWM信號(hào)占空比，tAD為AD采樣時(shí)刻，PWM信號(hào)占空比、開通時(shí)間 ton及關(guān)斷時(shí)間 toff以Q1、Q3的有效驅(qū)動(dòng)占空比為參考。

2．2電流截止負(fù)反饋算法

電動(dòng)舵機(jī)常工作在頻繁的起動(dòng)、制動(dòng)及頻繁正/反轉(zhuǎn)過渡狀態(tài)，為了避免電機(jī)在過渡過程中電流沖擊過大，在系統(tǒng)閉環(huán)算法后級(jí)應(yīng)設(shè)置電流截止負(fù)反饋環(huán)節(jié)［3-4］，電流截止負(fù)反饋算法及其結(jié)構(gòu)設(shè)置如圖6所示。

雙極性控制電流截止負(fù)反饋算法如下:

式中:Kc為電流截止負(fù)反饋反饋增益;uk為位置閉環(huán)算法當(dāng)前輸出占空比計(jì)算值;uif為電流截止負(fù)反饋值，uif=Kc(Uibus-Ucom);us為限幅后的系統(tǒng)最終輸出占空比計(jì)算值。

在式(3)所示的算法中，當(dāng)電流采樣信號(hào)Uibus大于保護(hù)閾值Ucom時(shí)，通過高增益的電流負(fù)反饋，減小雙極性模式輸出的等效PWM占空比，以限制系統(tǒng)峰值電流，保護(hù)系統(tǒng)安全運(yùn)行;當(dāng)采樣電流小于保護(hù)閾值Ucom時(shí)，不引入電流截止負(fù)反饋，系統(tǒng)正常運(yùn)行，處于單位置閉環(huán)控制狀態(tài)。

3實(shí)驗(yàn)與分析

試驗(yàn)樣機(jī)采用額定電壓28 V、額定電流7．5 A的180 W直流電動(dòng)舵機(jī)，采用雙極性控制，采樣電阻采用0．05 Ω/6 W精密電阻，|ibus|電流檢測(cè)回路反饋系數(shù)為0．05。在圖7、圖8和圖9中，曲線1為本文設(shè)計(jì)的|ibus|檢測(cè)電路測(cè)得的|ibus|波形曲線，曲線2用霍爾電流傳感器檢測(cè)的ia波形曲線，霍爾電流傳感器零位輸出信號(hào)偏置為2．5 V。

圖7 |ibus|與ia檢測(cè)波形

圖8為電機(jī)在正/反轉(zhuǎn)信號(hào)控制下，滿占空比切換運(yùn)行時(shí)|ibus|與 ia的檢測(cè)波形，圖9(a)為由反轉(zhuǎn)切換到正轉(zhuǎn)的過渡過程中電流檢測(cè)信號(hào)的局部放大圖，圖9(b)為由正轉(zhuǎn)切換到反轉(zhuǎn)的過渡過程中電流檢測(cè)信號(hào)的局部放大圖。試驗(yàn)設(shè)置電流截止值為20 A，圖中電流檢測(cè)信號(hào)為1．05 V左右，由電流反饋系數(shù)0．05可以計(jì)算得出，實(shí)際電流截止值為21 A，波形顯示，本文設(shè)計(jì)的用于雙極性控制的電流截止負(fù)反饋方法能夠有效抑制電機(jī)過渡過程中的電流沖擊，保護(hù)電路安全。

圖8 |電流截止負(fù)反饋|ibus|與ia實(shí)測(cè)波形

圖9 電流截止負(fù)反饋電流波形局部放大圖

4結(jié) 語

本文研究了雙極性控制電流截止負(fù)反饋技術(shù)，只需要采樣電流的幅值大小，不需要得知電流方向;電流截止負(fù)反饋算法通過軟件實(shí)現(xiàn)，適用于數(shù)字電動(dòng)舵機(jī)系統(tǒng)過渡過程的電流限幅控制，實(shí)驗(yàn)證明，該方法能夠有效限制過渡過程中的電流沖擊，但并不能精確的控制電流，理論限幅值與實(shí)際限幅值之間存在一定的誤差;該方法不改變雙極性控制方式，不影響直流電動(dòng)舵機(jī)的四象限運(yùn)行，適用于小功率單位置閉環(huán)數(shù)字直流電動(dòng)舵機(jī)系統(tǒng);電流采樣硬件電路利用采樣電阻與運(yùn)算放大器實(shí)現(xiàn)，能夠充分節(jié)省電路體積，適用于平均工作電流30 A及以下的驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)。

［1］ 陳伯時(shí)．電力拖動(dòng)自動(dòng)控制系統(tǒng):運(yùn)動(dòng)控制系統(tǒng)［M］．第3版．北京:機(jī)械工業(yè)出版社，2003．

［2］ 石朝林．dsPIC數(shù)字信號(hào)控制器入門與實(shí)踐:入門篇［M］．北京:北京航空航天大學(xué)出版社，2009．

［3］ 馬瑞卿，劉衛(wèi)國，韓英桃．電流截止負(fù)反饋無刷直流電動(dòng)機(jī)可逆調(diào)速系統(tǒng)［J］．微電機(jī)，2005，38(1):41-44．

［4］ 王燦，馬瑞卿，譚博，等．直流電動(dòng)舵機(jī)伺服作動(dòng)系統(tǒng)研制［J］．微特電機(jī)，2008，36(10):25-27，54．