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        一種矢量阻抗測量電路的原理與設計

        2012-07-18 07:40:48玲,邵
        關鍵詞:檢波正弦波矢量

        盧 玲,邵 吟

        1.杭州天元信息技術有限公司,浙江杭州310012;

        2.杭州優(yōu)博信息科技有限公司,浙江 杭州310012)

        0 引言

        阻抗特性測量技術在傳感器、儀器儀表、通信傳輸系統(tǒng)及PCB分布參數(shù)分析等領域占有十分重要地位。目前阻抗測量技術已從傳統(tǒng)的電橋法、諧振法等發(fā)展到網絡分析法和自平衡電橋法等[1]。其中,電橋法測量精度高,但需反復調節(jié)電橋平衡而難以快速自動測量;自平衡電橋法不需人工調平衡,但電路復雜成本較高;諧振法需調諧,精度較低;矢量網絡分析法測量精度較高,頻帶覆蓋范圍寬,但可測量的阻抗范圍較小且成本很高;矢量伏安法(電流-電壓法)可測量的阻抗范圍較大,測量精度也較高,其難點是如何準確測量相位,目前較多采用ADI公司的寬帶增益相位檢測芯片AD8302[2],但其相位輸出不能區(qū)分正負,一種改良方法[3]是對參考信號移相后再測量來判定相位的極性,這增加了測量電路復雜性,且相位差接近0°或+/-180°時仍存在較大誤差。隨著信息技術的快速發(fā)展,信號帶寬和傳輸速率不斷提高,高頻電路應用越來越多,且工作頻率會隨信息內容的不同而變化,故對阻抗特性測量的需求也不斷提升。通常,電路單元和系統(tǒng)的阻抗特性需采用昂貴的網絡分析儀進行測量,而許多中小企業(yè)很難承受,且難以現(xiàn)場應用。為此,本文基于矢量阻抗檢測原理,針對常見的1kHz160MHz頻帶、1 10kΩ阻抗范圍、低功耗應用的測量對象,用DDS[4]產生頻率信號、以嵌入式CPU作為頻率和相位控制、ADC變換、測量計算和LCD顯示的核心,探討一種經濟實用的數(shù)字式矢量阻抗測量方法及其主要電路的實現(xiàn)。

        1 測量原理及系統(tǒng)結構

        本文基于矢量伏安法,探討一種采用同步檢波器、支持相位極性檢測的矢量阻抗測量電路。矢量伏安法通過測量施加在被測單元上的電壓U、及與被測對象ZDUT串聯(lián)的標準取樣電阻Rs上的電壓來獲得電流,從而計算被測阻抗的矢量值,其矢量關系如圖1所示。本文采用基于矢量伏安法的自由軸法[5]數(shù)字化矢量阻抗測量技術,自由軸法的相位檢測參考基準可任意選擇,只要求保持兩個坐標軸正交(相差90°)即可。實際設計中采用正交信號(I/Q信號)同步檢波,對測量參數(shù)的I/Q分量(即圖1中x和y軸上的投影分量)分別進行測量,可方便地計算被測阻抗的實部和虛部,其基本算法如下:

        圖1 自由軸法矢量關系圖

        式中,Ux為圖1中施加的電壓信號U的x軸投影分量,Uy為其y軸投影分量;Usx和Usy分別是取樣電阻Rs上的電壓Us在x軸和y軸的投影分量。被測對象ZDUTm可由式3算出,ZDUTm為測量值,虛部結果可正可負,相位的極性也就可知。因此,矢量阻抗測量電路應包含正弦激勵信號產生模塊、I/Q同步檢波功能模塊、信號A/D采樣與計算模塊等,系統(tǒng)結構如圖2所示。系統(tǒng)設計時考慮了特定應用時需連接阻抗匹配夾具或反射橋的需要,因限于篇幅,故不贅述。

        圖2中,標準正弦信號產生模塊選用2片低功耗直接數(shù)字頻率合成 DDS芯片AD9954,分別用于輸出頻率可變的激勵信號、及能調節(jié)90°相位差的I/Q檢波信號。該芯片產生的正弦波頻率最高可達160MHz,頻率調整可達0.1Hz的分辨率,相位調節(jié)可達0.022°分辨率。

        I/Q同步檢波功能模塊只采用單個混頻器SA612A來實現(xiàn),I/Q信號的切換通過CPU軟件控制DDS-2的相位差90°來實現(xiàn),電壓和電流測量信號的切換采用電子開關電路實現(xiàn),以消除分別采用檢波器時,其增益的差異對測量的影響。

        信號A/D采樣與計算模塊采用32位ARM CPU芯片STM32F103VET6,含有3路獨立12bit A/D,支持單周期乘法和硬件除法,符合本文討論的矢量阻抗測量功能的需要。另外,CPU還通過軟件實現(xiàn)LCD的測量結果顯示、讀取調整參數(shù)的旋轉編碼開關狀態(tài)等。

        圖2 測量電路系統(tǒng)的結構框圖

        2 關鍵電路實現(xiàn)

        自由軸法數(shù)字化矢量阻抗測量系統(tǒng)需要產生一路標準正弦波激勵信號、和一路相位能精確控制的I/Q檢波參考信號。常見的正弦波發(fā)生器有PLL方案和DDS方案,PLL方案的相位控制較難,DDS方案雜散或諧波較豐富。本文采用DDS方案,選用低功耗的AD9954芯片,其時鐘由50MHz的鐘振電路產生,由DDS芯片內部的PLL倍頻到400MHz,因此可輸出高達160MHz的標準正弦波。兩片DDS采用同一時鐘源,以使得兩路正弦波輸出相同的頻率,以便在后續(xù)檢波電路中能準確檢出工作頻率下的I/Q參數(shù)分量,避免了因不同時鐘源頻率的差異導致的檢波誤差。輸出頻率的改變與I/Q檢波正弦波信號的相位控制,均由CPU軟件改寫DDS芯片的控制字來實現(xiàn)。

        此外,由于直接數(shù)字頻率合成技術所產生的正弦波含有豐富的高頻諧波,雜散較大,本方案采用了9階橢圓濾波器進行抑制,其濾波電路和濾波性能仿真如圖3所示,其頻率響應的通帶內幅頻紋波≤0.1dB,阻帶衰減大于80dB,過渡帶也較陡峭。系統(tǒng)中有2個9階橢圓濾波電路,分別對應圖2中的LFP-1和LFP-2。實際電路實現(xiàn)中,2路DDS后的低通濾波器采用高品質的貼片電感和電容,以保證正弦波輸出頻譜較為純凈。

        I/Q同步檢波功能用于獲得電壓、電流(通過測量標準取樣電阻Rs上的電壓來間接獲得)在x、y軸的投影分量,是阻抗測量的主要功能。設計中采用低成本雙平衡混頻器SA612A,如圖4所示。其適用頻率可高至500MHz,有較高的增益,并具有檢波帶寬很窄的優(yōu)點,只對在測試頻率附近狹窄的帶寬范圍內的信號有效,從而大大削弱了各種不同頻率的干擾信號對測量結果的影響,也使得測量系統(tǒng)在激勵信號強度較低時,也能獲得較高的測量精度,有利于降低系統(tǒng)功耗。混頻器在數(shù)學上可看作乘法器,由三角函數(shù)積化和差公式可知,圖4中IVSIG和LO同頻率的兩路正弦波信號混頻后,將輸出差頻和倍頻相疊加的信號,倍頻信號可被后續(xù)的LPF低通電路和軟件處理濾除,差頻信號實際只含有代表兩路正弦波相位差的直流信號,該直流信號就是需測量的電壓在自由軸上的投影分量。

        圖3 9階橢圓濾波器及其性能仿真

        圖4 同步檢波電路

        3 測量校準與軟件補償

        實際測量中,被測阻抗可由測量到的4個投影分量由式3算出,但由于測量系統(tǒng)所用的夾具、電纜或附加電路接插件等存在附加殘余阻抗,與被測對象疊加在一起,會導致較大的測量誤差。為此,文本采用一個兩端對網絡模型來描述附加的殘余阻抗,如圖5所示,通過短路、開路和標準電阻負載(ZL)的測量值(分別為ZS、ZO和ZLm),對系統(tǒng)進行校準。圖5中,由式3算出的阻抗測量值ZDUTm與實際被測阻抗的關系如下:

        圖5 附加殘余阻抗的兩端對網絡模型

        由式5可得出3個可用于測量補償?shù)膮?shù)為:

        采用短路、開路、標準電阻負載校準的目的,就是通過標準電阻值ZL、3次校準測量值ZS、ZO和ZLm,得到式6中的3個參數(shù),由CPU保存在FLASH存儲器中,應用于實際測量時,對式3計算的阻抗測量值ZDUTm進行修正,得出實際ZDUT的補償計算如式7所示。

        4 結束語

        按本文方案設計的新型阻抗測量系統(tǒng),對一模擬系統(tǒng)的測量結果與采用HP3577分析儀的比較如表1所示。測量系統(tǒng)已在系統(tǒng)阻抗要求為50Ω的短波天線阻抗測量、系統(tǒng)阻抗要求為120Ω的工業(yè)設備數(shù)據(jù)傳輸接口的輸入阻抗測量、系統(tǒng)阻抗要求為100Ω的網絡接口輸入阻抗測量等方面獲得實際應用,測試結果穩(wěn)定,測量精度滿足要求,適合中小企業(yè)應用中常見的1kHz 160MHz頻帶、1Ω 10kΩ阻抗范圍、低功耗場合的測量應用。該測量系統(tǒng)具有結構簡單、性能穩(wěn)定、使用便捷,成本低、通用性好的特點,具有良好的產品化前景。

        表1 對某模擬系統(tǒng)的測量結果比較

        [1] 陳尚松,郭慶,雷加.電子測量與儀器(第二版)[M].北京:電子工業(yè)出版社,2009:281-299.

        [2] Analog Devices.AD8302 LF –2.7 GHz RF/IF Gain and Phase Detector Datasheet[EB/OL].http://www.analog.com/static/imported-files/data_sheets/AD8302.pdf,2002 -07 -01.

        [3] Krok M,Gwarek W.A Low-Cost PC Controlled System for Measurement of Vector Reflection Coefficient in ISM Band[C].Krakow:International Conference on Microwaves,Radar& Wireless Communications,2006:33 -36.

        [4] David Brandon.DDS Design[J].EDN,2004,(9):71 -78,83 -84.

        [5] 丁濤,陳光.基于自由軸法的RLC測量電路[J].兵工自動化,2008,27(6):75-78.

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