羅 凌，賈正松

（四川信息職業(yè)技術(shù)學(xué)院 四川 廣元 628017）

開關(guān)電源具有效率高、成本低等特點(diǎn)，因而在現(xiàn)代電力電子設(shè)備中應(yīng)用廣泛。但由于開關(guān)電源中的整流器，電容濾波電路是一種非線性器件和儲(chǔ)能元件的組合，因此雖然輸入交流電壓是正弦波，但輸入電流波形卻嚴(yán)重畸變，呈脈沖狀，含有大量的諧波，使輸入電路的功率因數(shù)下降[1]。

用電設(shè)備的輸入功率因數(shù)低主要會(huì)造成以下危害：諧波電流嚴(yán)重污染電網(wǎng)，干擾其他用電設(shè)備；容易造成線路故障如線路、配電器件過(guò)熱，電網(wǎng)諧振；增加線路、變壓器和保護(hù)器件的容量；中線流過(guò)疊加的三相三次諧波電流，使中線過(guò)流而易損壞。因此，必須采取適當(dāng)?shù)拇胧﹣?lái)減小輸入電流波形的畸變，提高輸入功率因數(shù)，以減小電網(wǎng)污染。

1 功率因數(shù)校正原理

功率因數(shù)（PF）是指交流輸入有功功率（P）與輸入視在功率（S）的比值[2]，即：

式中：γ為表示輸入電流失真系數(shù)；cosφ表示輸入基波電壓與基波電流之間的相移因數(shù)。

由式（1）可知，功率因數(shù)PF由電流失真系數(shù)γ和基波電壓、基波電流相移因數(shù)決定。cosφ低，則表示用電設(shè)備的無(wú)功功率大，設(shè)備的利用率低，導(dǎo)線、變壓器繞組損耗大，同時(shí)，γ值低，則表示輸入電流諧波分量大，將造成輸入電流波形畸變，對(duì)電網(wǎng)造成污染。

功率因數(shù)校正PFC技術(shù)，從其實(shí)現(xiàn)方法上來(lái)講，就是使電網(wǎng)輸入電流波形完全跟隨電網(wǎng)輸入電壓波形，使得輸入電流波形為正弦波 （γ=1），且和輸入電壓波形同相位（cosφ=1）[3]。

2 有源功率因數(shù)校正電路實(shí)現(xiàn)方案

2.1 功率因數(shù)校正方法的選擇

目前，主要用來(lái)提高功率因數(shù)的方法有：電感無(wú)源濾波，這種方法對(duì)抑制高次諧波有效，但體積大，重量大，在產(chǎn)品設(shè)計(jì)中其應(yīng)用將越來(lái)越少；逆變器有源濾波，對(duì)各次諧波響應(yīng)快，但設(shè)備造價(jià)昂貴；三相高功率因數(shù)整流器，效率高、性能好，近年來(lái)其控制策略和拓樸結(jié)構(gòu)處于不斷發(fā)展中。單相有源功率因數(shù)校正 （APFC）通常采用Boost電路，CCM工作模式，因其良好的校正效果，目前在產(chǎn)品設(shè)計(jì)中得到越來(lái)越廣泛的應(yīng)用[4]。

2.2 平均電流控制的Boost功率因數(shù)校正電路

考慮到功率變換在75～2 000 W功率范圍的應(yīng)用場(chǎng)合，選擇工作于連續(xù)調(diào)制模式下的平均電流型升壓式APFC電路來(lái)實(shí)現(xiàn)較為適合。圖1為平均電流控制的Boost功率因數(shù)校正電路原理圖。

電路工作時(shí)檢測(cè)到電感電流iL，則得到信號(hào)iLR1，將該信號(hào)送入電流誤差放大器CA中，電流基準(zhǔn)值由乘法器輸出z，乘法器有2個(gè)輸入，一個(gè)為x，是輸出電壓Vo/H與基準(zhǔn)電壓Vref之間的誤差信號(hào)；另一個(gè)輸入y，為電壓DC的檢測(cè)值VDC/K，VDC為輸入正弦電壓的全波整流值。

平均電流法的電流環(huán)調(diào)節(jié)輸入電流平均值，使其與輸入整流電壓同相位，接近正弦波形。輸入電流信號(hào)被直接檢測(cè)，與基準(zhǔn)電流比較后.其高頻分量的變化通過(guò)電流誤差放大器，被平均化處理。放大后的平均電流誤差與鋸齒波斜坡比較后，給開關(guān)Tr驅(qū)動(dòng)信號(hào)，并決定其占空比，從而迅速而精確地校正電流誤差。由于電流環(huán)具有較高的增益一帶寬，使跟蹤誤差產(chǎn)生的畸變小于1%，容易實(shí)現(xiàn)接近于1的功率因數(shù)。

圖1 平均電流控制的Boost功率因數(shù)校正電路原理圖Fig.1 Average current control of the boost power factor correction circuit diagram

3 有源功率因數(shù)校正電路設(shè)計(jì)

3.1 設(shè)計(jì)要求

1）輸入電壓：AC 90～270 V；2）變換器效率：η≥0.90；3）輸出電壓：V0=410 V（DC）；4）輸出功率：2 kW；5）功率因數(shù)：PF≥0.99。

3.2 主要參數(shù)的設(shè)計(jì)

1）開關(guān)頻率的選擇 開關(guān)頻率高可以減小APFC電路的結(jié)構(gòu)尺寸，提高功率密度，減小失真；但頻率太高會(huì)增大開關(guān)損耗，影響效率。在大多數(shù)應(yīng)用中，20～300 kHz的開關(guān)頻率是一個(gè)較好的范圍。本設(shè)計(jì)中開關(guān)頻率選擇為80 kHz，這樣電感量的大小合理，尖峰失真小，電感的物理尺寸較小，MOSFET和Boost二極管上的功率耗損也不會(huì)過(guò)多。

2）升壓電感設(shè)計(jì) 輸入電壓最小時(shí)電感電流最大，所以計(jì)算電感時(shí)選取該時(shí)刻為計(jì)算點(diǎn)。電感的大小還和開關(guān)中允許的紋波有關(guān)，允許的紋波含量越多，電感值越小。本設(shè)計(jì)中選紋波含量為線電流峰值的20%。最大的線電流峰值ILIN（PK）發(fā)生在最小的輸入電壓時(shí)，D為電流峰值時(shí)的占空比。

考慮安全裕量，實(shí)際設(shè)計(jì)中取升壓電感L=470 μH。

3）輸出電容的選擇 輸出濾波電容C起濾波和平滑輸出直流電壓，減小其脈動(dòng)的作用。輸出電容的大小和開關(guān)頻率、紋波電流、二次諧波電流、輸出直流電壓、輸出紋波電壓、功率及輸出保持時(shí)間有關(guān)。電容一般要采用低損耗，高紋波電流型的電解電容，容值C為：

式中：ω0為市電角頻率；ΔV0為允許輸出直流紋波電壓（V）。

本設(shè)計(jì)中輸出電容C0取值2 200 μF/450 V。

4）開關(guān)管的選擇 由于開關(guān)頻率大于20kHz，所以選MOS管。對(duì)MOS主要關(guān)心的是導(dǎo)通損耗，應(yīng)選導(dǎo)通電阻小的MOS管。開關(guān)管的額定電流必須大于電感上電流的最大峰值，并留有一定的裕度。 因此選擇 IRFP460，UDSS=500 V，RDS（ON）=0.27 Ω，ID=20 A。

5）升壓二極管的選擇 選反向恢復(fù)時(shí)間小，高頻快速恢復(fù)二極管。二極管的額定電流必須大于電感上電流的最大峰值，并留有一定的裕度。因此選擇APT30S60B，30 A/600 V，反向恢復(fù)時(shí)間25 ns（要求小于75 ns）。

3.3 控制電路的選擇

1）UC3854BN的內(nèi)部結(jié)構(gòu)

在具體的電路設(shè)計(jì)中，控制電路選用UC3854BN芯片，其主要特點(diǎn)是：PWM升壓電路，功率因數(shù)達(dá)到0.99，THD＜5%，適用于任何開關(guān)器件，平均電流控制模式，恒頻控制，精確的參考電壓[5]。其內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 UC3854內(nèi)部框圖Fig.2 The internal block diagram of the UC3854

由圖2可知，UC3854內(nèi)部包括：電壓誤差放大器，模擬乘法/除法器，電流放大器，固定頻率脈寬調(diào)制器，功率MOS管的門級(jí)驅(qū)動(dòng)器，過(guò)流保護(hù)的比較器，7.5 V基準(zhǔn)電壓，以及軟起動(dòng)，輸入電壓前饋，輸入電壓箝位等。

2）控制電路的設(shè)計(jì)

結(jié)合上面的電路方案和具體的參數(shù)設(shè)計(jì)，給出了UC3854BN典型應(yīng)用電路原理圖，如圖3所示。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

通過(guò)電路連接、調(diào)試與測(cè)試，實(shí)驗(yàn)結(jié)果顯示該電路在較為寬廣的輸入電壓范圍下獲得高度穩(wěn)定的直流電壓輸出，校正前的電壓與電流的波形如圖4所示，可以看出電流波形含有大量的高次諧波，功率因數(shù)低，同時(shí)對(duì)電網(wǎng)造成很大污染。采用UC3854經(jīng)過(guò)APFC校正后的波形如圖5所示?？梢?jiàn)，經(jīng)過(guò)功率因數(shù)校正之后電壓和電流的相位差基本為零，達(dá)到了提高功率因數(shù)的目的。

圖3 UC3854典型應(yīng)用電路圖Fig.3 typical application circuit UC3854

圖4 校正前的電壓與電流波形Fig.4 before calibration voltage and current waveforms

圖5 UC3854控制的APFC電路輸入電壓電流波形Fig.5 APFC circuit UC3854 control input voltage and current waveforms

5 結(jié)束語(yǔ)

文中基于Boost電路拓?fù)?，闡述了開關(guān)電源有源功率因數(shù)校正的工作原理及所采用的校正芯片，設(shè)計(jì)了以UC3854BN芯片為基礎(chǔ)的平均電流型控制校正電路。經(jīng)過(guò)試驗(yàn)表明，該電路能夠使功率因數(shù)達(dá)到0.99以上，校正效果理想。該系統(tǒng)電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，體積小，工作穩(wěn)定可靠，在中小功率APFC電路中有著廣泛的應(yīng)用前景[6]。

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