譚 術(shù)，孫 韜，房 勇，陳 偉

（1.南充電業(yè)局，四川 南充 637000；2.重慶大學(xué) 輸配電裝備及系統(tǒng)安全與新技術(shù)國家重點實驗室，重慶400044；3.西安黃河光伏科技股份有限公司，陜西 西安710043）

傳統(tǒng)單相橋式逆變器作為一種常見的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在許多領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用。然而，該拓?fù)涞妮敵瞿孀冸妷悍当仨毜陀谳斎胫绷麟妷?，?dāng)應(yīng)用在輸出電壓高于輸入電壓的場合時，須增加一級Boost電路來提高直流電壓，這會導(dǎo)致逆變器成本、體積和電路復(fù)雜性的增加，同時也降低了其傳輸效率。為此，參考文獻(xiàn)[1-3]提出Z源逆變器，其輸出電壓可高于或低于直流電源電壓，且無橋臂直通問題。但 Z源逆變器是在傳統(tǒng)橋式逆變器前加了一個Z源網(wǎng)絡(luò)，其成本和效率問題依然沒能很好地解決。參考文獻(xiàn)[4-6]對雙Boost逆變器進(jìn)行研究。雙Boost逆變器由兩個同步Boost級聯(lián)而成，這種逆變器的輸出電壓可高于或低于直流電源電壓，因而在實用中有更大的靈活性，同時降低了成本，簡化了電路。但是該逆變器的兩個Boost需要協(xié)調(diào)工作，每個Boost的兩個開關(guān)之間需要加入死區(qū)時間，因此控制起來相對復(fù)雜，且四個開關(guān)都工作在高頻狀態(tài)，開關(guān)損耗較大。

本文在雙Boost逆變器的基礎(chǔ)上提出了一種新型逆變器，該逆變器只需要一個Boost電路和一個換向橋。其輸出電壓可高于或低于直流電源電壓，拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)較雙Boost逆變器簡單，整個拓?fù)渲挥幸粋€開關(guān)工作在高頻狀態(tài)減少了開關(guān)損耗，且不存在兩個Boost控制協(xié)調(diào)的問題。故其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制結(jié)構(gòu)都相對雙Boost逆變器簡單。

滑?？刂凭哂泻芎玫淖赃m應(yīng)性和較強的魯棒性，能很好地滿足高性能要求的場合[7]。為此本文在提出新型逆變器的基礎(chǔ)上，對該逆變器的工作進(jìn)原理行分析，并對其滑?？刂七M(jìn)行了研究。

1 基本工作原理及其等效電路的狀態(tài)空間方程

新型逆變器及其控制電路如圖1所示。圖中L為電感，C 為電容，uO為輸出電壓，iC為電容電流，S0～S4為功率開關(guān)管，Ud為直流輸入電壓，u*為參考電壓，R為負(fù)載阻抗。

1.1 基本工作原理

該逆變器是由一個Boost加一個全橋換向電路構(gòu)成，換向橋輸入端下面一端(b點)接在輸入電壓的正端，以提供直流偏置電壓。

定義正弦波取絕對值后的波形叫正幅正弦波。由于Boost所能產(chǎn)生的最小電壓為輸入電壓Ud，為得到圖2中Uab所示正幅正弦波，參考信號u*必須在正幅正弦波上疊加一個大小為Ud直流參考信號，這樣可以在電容C上產(chǎn)生對應(yīng)該電壓波形Uc。由于b點電位為Ud，所以抵消了在Uc上的直流分量Ud，從而得到如圖2所示Uab的波形。由于Uab的波形為正幅正弦波，所以要將其變?yōu)榻涣髡也?，才能得到所需要的輸出電壓。此時，可以通過S1～S4全橋電路實現(xiàn)不斷換向來得到交流輸出電壓。由圖2可知，輸出應(yīng)為正半波時，為S1和S4導(dǎo)通。輸出應(yīng)為負(fù)半波時，S2和S3導(dǎo)通?？梢钥闯?，換向橋功率開關(guān)的頻率等于輸出電壓的頻率，其工作頻率十分低，這樣使得整個系統(tǒng)只有一個開關(guān)S0工作在高頻狀態(tài)，相對于有4個高頻開關(guān)的雙Boost逆變器和Z源逆變器，新型逆變器的開關(guān)損耗得到大大減小，系統(tǒng)效率相對提高。

該電路在輸出電壓的一個周期內(nèi)共存在4個工作模態(tài)，如圖3所示。其工作分為兩個階段，在輸出電壓為正半波的階段，模態(tài)I和模態(tài)Ⅱ不斷重復(fù)。在輸出電壓為負(fù)半波的階段，模態(tài)Ⅲ和模態(tài)Ⅳ不斷重復(fù)。具體分析如下：

(1)模態(tài)I：此時由于輸出電壓為正半波，故 S1和 S4導(dǎo)通，從而加在電阻上的電壓為正。此階段S0閉合，輸入電源給電感L充電，負(fù)載R由電容C供電。

(2)模態(tài)Ⅱ：此時由于輸出電壓為正半波，故S1和S4保持導(dǎo)通，從而使加在電阻上的電壓為正。此階段S0斷開，電感L充電給電容C充電，同時給負(fù)載R供電。

(3)模態(tài)Ⅲ：此時由于輸出電壓為負(fù)半波，故S2和S3導(dǎo)通，從而使加在電阻上的電壓為負(fù)。此階段S0導(dǎo)通，輸入電源給電感L充電，負(fù)載R由電容C供電。

(4)模態(tài)Ⅳ：此時由于輸出電壓為負(fù)半波，故S2和S3保持導(dǎo)通，從而使加在電阻上的電壓為負(fù)。此階段S0斷開，電感L充電給電容C充電，同時給負(fù)載R供電。

1.2 等效電路的狀態(tài)空間方程

通過對該電路4個模態(tài)的分析，可以得出滑?？刂茖ο蟮牡刃щ娐罚鐖D4所示。由于4個模態(tài)中無論電阻方向如何變化，對于前一級Boost來說，都相當(dāng)于一個電阻負(fù)載。此外，由于b點電位已經(jīng)被抬升至 Ud，所以Boost的輸出相當(dāng)于一個電阻串聯(lián)一個電壓源Ud。其控制的目標(biāo)是要使Uab輸出正幅正弦波，所以要控制Boost的輸出電壓UC與負(fù)載電壓UO1滿足如下關(guān)系：

當(dāng)S0閉合時，通過電路分析可以得到如下電路關(guān)系：

取電容電壓和電感電流作為為系統(tǒng)的狀態(tài)變量來描述系統(tǒng)，結(jié)合上述分析可得等效電路的狀態(tài)空間方程為：

式中，變量u代表兩組開關(guān)的通斷狀態(tài)。定義如下：

2 控制策略

uC與iL分別為輸出電容電壓和輸出電感電流，為獲得輸出電壓的良好的瞬態(tài)響應(yīng)，以狀態(tài)變量偏差的線性組合來表示的狀態(tài)空間的滑動平面方程，故選取滑模面函數(shù)為：

滑模變結(jié)構(gòu)系數(shù)k1、k2的選擇必須滿足滑模存在條件：

式中k1、k2＞0且參數(shù)選取必須滿足如上約束。

滿足上述滑模存在條件的變結(jié)構(gòu)控制規(guī)律為：

在圖4所示的Boost電路中，電感電流的參考量很難預(yù)先給定，并且實際中電感電流是非線性的。為了克服這個問題，實際中可以采用一個高通濾波器來獲得電感電流的狀態(tài)變量偏差(iL-iL*)[8]。該方法需要注意高通濾波器的截止頻率的選擇，要保證高頻分量可以順利地通過，而電感電流的低頻分量能被濾除。

3 仿真研究

為了驗證新拓?fù)浼捌淇刂撇呗缘目尚行约靶阅?，利用Matlab/Simulink搭建電路模型進(jìn)行仿真驗證，參數(shù)設(shè)置：直流輸入電壓 Ud=50 V，電感 L=0.8 mH，電容 C=90 μF，負(fù)載電阻 R=10 Ω， 輸出電壓 uO=100sin(314t)V，為說明能降壓輸出仿真了uO=30sin(314t)V時的情況。

圖5表明，在無輸入和輸出擾動時，逆變電源得到了所設(shè)定的輸出?？梢詫崿F(xiàn)輸出電壓幅值大于或小于輸入電壓Ud，且其波形正弦度好。此時THD=1.34%，總諧波畸變率小，輸出電壓質(zhì)量高。

在5 ms的時候負(fù)載電阻從10 Ω躍變成15 Ω，在25 ms的時候負(fù)載電阻從15 Ω躍變成10 Ω(即負(fù)載擾動時變化量為原來電阻值的50%)。從圖6可以看出負(fù)載擾動時，逆變電源的輸出電壓幾乎不變，這說明滑?？刂葡碌男滦湍孀兤鲗ω?fù)載擾動具有很好的抑制能力。

本文提出了新型逆變器，該逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡單，采用的元器件少，且其控制設(shè)計主要是針對前一級Boost電路的控制設(shè)計，因此其控制的設(shè)計比較簡單。整個拓?fù)渲挥幸粋€開關(guān)工作在高頻狀態(tài)，從而減小了開關(guān)損耗提高了系統(tǒng)效率。為了使該電路獲得很好的魯棒性，在分析其工作原理的基礎(chǔ)上，對其滑?？刂撇呗赃M(jìn)行了研究。最后進(jìn)行了仿真驗證，仿真結(jié)果表明在滑?？刂葡碌男滦湍孀兤鲗ω?fù)載擾動具有很好的抑制能力，表現(xiàn)出很好的動態(tài)和穩(wěn)態(tài)性能，且輸出電壓波形諧波含量低，波形質(zhì)量好，是一種高性能的逆變器。

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