譚玉茹，蘇建徽

（合肥工業(yè)大學 教育部光伏系統(tǒng)工程研究中心，安徽 合肥 230009）

1 引言

VSC－HVDC的核心部件為電壓源換流器（VSC），其拓撲結構有多種形式。兩電平或三電平VSC受電平數(shù)限制，不能滿足更高電壓等級和功率等級要求，并且開關管串聯(lián)均壓問題難以解決。模塊化多電平換流器（MMC）于2001年首先被提出［1］，其具有以下優(yōu)點：1）分布式儲能電容布置；2）模塊化設計；3）簡單的串聯(lián)組合；4）無需大容量交流濾波裝置；5）高開關頻率；6）易實現(xiàn)冗余；7）良好的前端靈活性；8）使用標準交流變壓器或不需變壓器；9）共直流總線，適用于高壓大功率場合。由于MMC具有以上良好的特性，因而非常適合應用于 VSC－HVDC中［2］。

國內對于MMC的研究近幾年才開始，用于VSC－HVDC的MMC電平數(shù)往往需要達到幾十甚至上百，因此其調制策略的研究成為難點，目前提出的有最近電平逼近調制（NLM）［3］、空間矢量脈寬調制（SVPWM）［4］、多電平消諧波調制（SHPWM）［5］等。

本文根據(jù)載波移相脈寬調制（CPS－SVPWM）［6］的思想，在分析了MMC的環(huán)流和電容電壓均衡問題的基礎上，提出了一種新型調制策略，并進行了仿真驗證。

2 MMC工作原理

模塊化多電平換流器基本結構如圖1所示，3個相單元并聯(lián)形成直流母線，每個相單元包括上、下2個橋臂，每個橋臂由n個子模塊（submodule，SM）和1個電抗器L0串聯(lián)而成。電抗器的作用為提供環(huán)流阻抗抑制內部環(huán)流和減小故障時的電流上升率。

圖1 MMC基本結構圖Fig.1 Basic structure of MMC

每個子模塊的電路結構相同，如圖2所示，由2個IGBT（T1，T2），2個反并聯(lián)二極管（D1，D2）和1個儲能電容組成。

圖2 SM電路結構圖Fig.2 Schematic diagram of submodule

子模塊有3種工作狀態(tài)［7］：1）T1和 T2均關斷時稱為閉鎖狀態(tài)；2）T1開通而T2關斷時為投入狀態(tài)；3）T1關斷而T2開通時稱為切除狀態(tài)。設橋臂電流為i，子模塊電容電壓為UCj，輸出電壓為Uj（1≤j≤2n），子模塊在3種工作狀態(tài)下輸出電壓情況如表1所示。

表1 子模塊工作狀態(tài)分析Tab.1 Submodule analysisfor different working states

3 MMC環(huán)流分析

由于子模塊電容分布式布置，各子模塊電容電壓很難保持平衡，導致3個相單元之間的電壓不能完全一致。同時又由于MMC中3個相單元相當于并聯(lián)在直流側，因此必然會在MMC的3相橋臂間產(chǎn)生環(huán)流，從而使正弦的橋臂電流波形發(fā)生畸變。

例文a表示‘我昨天見到了我朋友的哥哥，我很喜歡他’此句中被喜歡的對象是朋友的哥哥。而b則表示‘我昨天見到了一個男生，他是我好朋友的哥哥’此句中被喜歡的對象是‘我’的朋友。

為了方便分析內部環(huán)流對MMC的運行產(chǎn)生的影響，圖3給出了MMC的一端系統(tǒng)等值電路。Ud為直流側電壓，交流側可等效為1個交流電壓源、1個電阻和1個電感。6個橋臂上的子模塊構成的電壓可等效為6個受控電壓源。

圖3 MMC等值電路圖Fig.3 Equivalent circuit of MMC

由于三相工作原理相同，下文僅以U相為例進行分析。設iPU，iNU分別表示上、下橋臂電流，iU表示交流側相電流，icir表示內部環(huán)流，其相互關系可由下式表示：

則環(huán)流icir為

橋臂上串聯(lián)的電抗器雖可將環(huán)流抑制在較低水平，但僅采用增大電抗器值的方式，只是被動增大了環(huán)流阻抗，不可能完全消除環(huán)流，并且這種方法在實際工程應用中的成本較高。因此MMC的電容電壓均衡控制策略需要考慮環(huán)流的因素。

4 MMC電容電壓均衡

MMC子模塊電容電壓均衡控制是MMC控制中的難點，目前提出的方法大多是將子模塊電容電壓排序，根據(jù)橋臂電流方向重新分配子模塊觸發(fā)脈沖序列［8］。本文將子模塊電容電壓均衡控制分為能量均衡控制和電容均壓控制2部分，并給出控制方法。

4.1 能量均衡控制

圖4 能量均衡控制框圖Fig.4 Energy equipartition control block diagram

UCj表示各子模塊電容電壓，其中1≤j≤2n。其平均值為

電壓環(huán)控制子模塊電容電壓的平均值，其輸出iref為

電流環(huán)控制環(huán)流icir，iref作為icir的參考值，輸出參考分量uAref為

4.2 電容均壓控制

電容均壓控制的作用是使所有子模塊電容電壓UCj各自跟蹤子模塊電容電壓參考值uref，保持各子模塊電容電壓平衡，控制框圖如圖5所示。

圖5 電容均壓控制框圖Fig.5 Voltage balancing control block diagram

圖5中，sign｛x｝表示當x≥0時輸出1，x≤0時輸出－1。

輸出參考分量uBjref的極性由橋臂電流（iPU和iNU）方向決定，當UCj低于uref時，子模塊需要從直流側吸收能量進行充電。若橋臂電流方向為正，uBjref為正的穩(wěn)壓信號，疊加到調制波信號上可增加子模塊充電時間。若橋臂電流為負，uBjref為負的穩(wěn)壓信號，疊加到調制波信號上可減小子模塊放電時間。

對于上橋臂，uBjref為

對于下橋臂，uBjref為

5 MMC調制策略

MMC用于輕型直流輸電系統(tǒng)時，所采用的PWM調制策略主要有2大類：基于載波的PWM調制策略和多電平基頻開關調制策略［9］。為滿足高壓大功率的要求，高開關頻率會導致較大的開關損耗，從而降低MMC的效率，載波移相脈寬調制策略（CPS－SPWM）可以很好地解決這一問題。本文在上文所述的電容電壓均衡控制方法基礎上提出了一種新型CPS－SPWM調制策略，與傳統(tǒng)的CPS－SPWM相比，不同之處在于調制波中加入了另外的參考分量。因此，該調制策略不僅能實現(xiàn)MMC的多電平電壓輸出，還能與電容電壓均衡策略互相協(xié)調。

5.1 三角載波信號

根據(jù)CPS－SPWM調制的原理，三角載波信號的數(shù)目應等于與一個相單元上的子模塊數(shù)目2n。由于MMC的直流側電壓由SM的電容電壓來承擔，為了維持直流側電壓穩(wěn)定，需要保證每相上、下橋臂處于投入狀態(tài)的SM個數(shù)始終為n。分析可知，每相上、下橋臂的調制策略是對稱的，因此上、下橋臂采用相同的n個三角載波信號。n個三角載波信號幅值和頻率均相等，相位依次相差2π／n。

5.2 調制波信號

調制波信號與三角載波信號比較，分別控制上、下橋臂子模塊投入和切除，調制波信號合成框圖如圖6所示。

圖6 調制波信號合成框圖Fig.6 Modulated wave signals synthesis block diagram

uAref為能量均衡控制中所得的參考分量，uBjref為電容均壓控制中所得的參考分量。設uU表示交流側相電壓參考值，Ud表示直流側電壓值。

6 仿真驗證

本文在Matlab／Simulink環(huán)境下搭建了圖3所示的MMC模型，對上文提出的調制策略進行了驗證。MMC每相由16個子模塊構成，上、下橋臂各有8個。仿真參數(shù)為：總直流電壓Ud＝10kV，子模塊電容電壓參考值uref＝1.25kV，橋臂電抗值L0＝1mH，調制頻率f＝2kHz，調制比m＝0.8。

仿真結果如圖7所示，輸出電壓為良好的正弦波。通過電容均壓控制策略，子模塊電容電壓在參考值附近波動，波動范圍在10%以內。

圖7 仿真結果Fig.7 Simulation results

7 結論

本文介紹了MMC的拓撲結構和工作原理，分析了MMC的內部環(huán)流產(chǎn)生原因，討論了子模塊電容電壓均衡問題需要考慮的因素，給出了一種適用于MMC的新型載波移相調制策略及其實現(xiàn)方法。該方法不僅大大降低了換流器的開關損耗，還具有良好的電容電壓均衡控制性能。仿真結果驗證了所提出調制策略的可行性和有效性。

［1］Marquardt R.Stromrichterschaltungen Mit Verteilten Energiespeichern.German Patent DE 10103031／24.01.2001，Jan.24，2001.

［2］Introduction Into HVDC PLUS，Siemens AG，Berlin，Germany 2008.https：／／www.energy－portal.siemens.com.

［3］管敏淵，徐政，屠卿瑞，等.模塊化多電平換流器型直流輸電的調制策略［J］.電力系統(tǒng)自動化，2010，34（2）：48－52.

［4］李強，賀之淵，湯廣福，等.新型模塊化多電平換流器空間矢量脈寬調制方法［J］.中國電機工程學報，2010，34（22）：74－79.

［5］丁冠軍，湯廣福，丁明，等.新型多電平電壓源換流器模塊的拓撲機制與調制策略［J］.中國電機工程學報，2009，29（36）：1－7.

［6］Bai Zhihong，Zhang Zhongchao，Zhang Yao.A Generalized Three－phase Multilevel Current Source Inverter with Carrier Phase－shifted SPWM［C］∥Power Electronics Specialists Conference，2007，1：2055－2060.

［7］Gemmell B，Dom J，Retzmann D，et al.Prospects of Multilevel VSC Technologies for Power Transmission［C］∥Proceedings of IEEE PES Transmission and Distribution Conference and Exposition，2008，1：1－16.

［8］Solas E，Abad G，Barrena J A，et al.Modulation of Modular Multilevel Converter for HVDC Application［C］∥Power Electronics and Motion Control Conference（EPE／PEMC），201014th International，2010，2：84－89.

［9］湯廣福.基于電壓源換流器的高壓直流輸電技術［M］.北京：中國電力出版社，2010.